主动式PFC电路(共10页).doc

精选优质文档-倾情为你奉上主动式PFC电路 稳定的电源除了能供应系统维持正常的动作外并会影响整个系统的特性, 当负载具高电容性或电感性, 或者电流波形非弦波时, 功率因子远低于1, 致使部分功率反馈回电力的传输在线, 因而会增加传输线的负荷与谐波之干扰. 再加上当今能源缺乏须节约能源的趋势下, 设计生产高效率的电源减少干扰和能源浪费成为众所追求的目标,为了达到这个目标必须提高电源的功率因子(Power Factor, 简称PF). PFC即功率因子校正(Power Factor Correction), 其作用就是为了提高功率因子. LITEON生产的电源产品主要为开关电源(Switching Power Supply, 简称SPS), 本文将针对SPS的主动式PFC(Active Power Factor Correction, 简称APFC)电路进行探讨.一. PF的相关知识.1.正弦电路的功率因子N任一网络N在图标关联参考方向下, 输入网络的瞬时功率P等于电压与电流瞬时值的乘积, 即: p=u*i i 设正弦电压和电流分别为: u + u=U*Cost _ i=U*Cos(t-) (为端口电压与电流的相位差) 则有p=u*I=U*Cost*U* Cos(t-)=U*I*Cos+Cos(2t-)可见瞬时功率是由恒定分量UICos和正弦分量两部分组成, 正弦分量的频率是电压频率的两倍. 其中感性网络中>0, 容性网络中<0. 此时电压和电流的波形如图. 由图可见在每一个周期内有两段时间内u和I的实际方向相反, 此时p<0, 即网络内部储能组件把储存的电磁能量返回电源的缘故. 瞬时功率的实际意义不大, 通常用平均功率P(又称有功功率)来反映网络实际吸收的功率. 根据定义: P=*=* =U*I*Cos Cos称为电路的功率因子, 功率因子角(也就是阻抗角), 当电流与电压的参考方向相同时, UICos表示吸收功率. 电路的功率因子直接影响发电设备的利用率, 如一额定电压UN=1000V, 额定电流IN=100A的发电机, 在负载功率因子为0.5时只能发出1000*100*0.5=50KW. 只有当负载的功率因子为1时, 才能发出100KW的功率. 另一方面当输送相同的功率时, 功率因子低, 则电流就大, 流过线路时, 损耗也就增大.2.AC-DC电路的输入电流谐波分量和功率因子 在AC-DC开关电源的输入端, AC电源经全波整流后, 一般接一个大电容, 如图, 以得到波形比较平直的直流电压. 整流器电容滤波电路是一种非线性组件和储能组件的组合. 因此, 虽然输入正弦交流电压, 但电流波形却严重畸变, 呈脉冲状, 如图. 由此可见, 大量应用整流电路, 会使电网供给严重畸变的非正弦电流, 造成的严重后果是: 谐波电流对电网有严重的危害, 并且输入端功率因子下降. 脉冲状的输入电流, 含有大量谐波, 一方面使谐波躁音水平提高, 同时在AC DC整流电流的输入端必需增加滤波器. 对上图的电流波形, 可用傅里叶级数展开, 得到各次谐波分量的百分比, 总的谐波电流分量(或称总谐波畸变 Total Harmonic Distortion)用THD表示. 大量的电流谐波分量倒流入电网(称为Harmonic Emission), 造成对电网的谐波”污染”. 一方面产生”二次效应”, 即电流流过线路阻抗造成谐波电压降, 反过来使电网电压(原来是正弦波)也产生畸变; 另一方面, 会造成电路故障, 使变电设备损坏 上面讲到正弦电路的功率因子用Cos表示. 由于整流电路中二极管的非线性, 尽管输入电压为正弦, 电流却为严重非正弦, 因此正弦电路的功率因子计算不再适用于AC-DC变流电路, 后续用PF(Power Factor)表示功率因子. 定义: PF=有功功率/伏安=P/(U*I) 设AC-DC变流的输入电压(有效值U)为正弦, 输入电流为非正弦, 其有效值为: I=式中, 、分别为电流的基波分量、二次谐波、n次谐波的有效值. 设基波电流落后相位差为, 则有功功率和功率因子可表示为: P=U*I1*Cos PF=U*I1*Cos/VI= I1 *Cos/I 式中 I1 /I=I1 / 为基波电流相对值, 称为畸变因子(Distortion Factor), Cos称为位移因子(Displacement Factor). 定义总谐波畸变 THD=/=则 PF= Cos/3.提高AC-DC电路输入端功率因子和减小电流谐波的主要方法a.无源滤波器 这一方案是电路的整流器和电容之间串联一个滤波电感, 或在交流侧接入谐振滤波器. 其主要优点是: 简单、成本低、可靠性、EMI小. 主要缺点是: 尺寸和重量大, 难以得到高功率因子(一般可提高到0.9左右), 工作性能与频率、负载变化及输入电压变化有关, 电感和电容间有大的充放电电流等.b.有源滤波器(或称主动式功率因子校正器)在整流器和负载之间接入一个DC-DC开关变换器, 应用电流反馈技术, 使输入端电流波形跟踪交流输入正弦电压波形, 可以使电流接近正弦. 从而是输入端THD小于5%, 而功率因子可提高到0.99甚至更高. 此种方案即主动式PFC(Active Power Factor Correction), 简称APFC.它的主要优点是: 可得到较高的功率因子; THD小; 可在较宽的输入电压范围和宽带带下工作; 体积和重量小; 输出电压可保持恒定.主要缺点是: 电路复杂; MTBF下降; 成本高; EMI高; 效率会有所下降. 二. Boost功率因子校正器(Boost-APFC)的工作原理1.APFC的基本原理.从原理上讲, 任何一种DC-DC变换器拓朴都可以用作APFC的主电路. 但是, 由于Boost变换器的特殊优点, 应用于APFC更为广泛. 下面以Boost-APFC为例, 说明APFC电路的基本工作原理. 下图为Boost-APFC电路的原理图. 主电路有单相桥式整流器和DC-DC Boost变换器组成, 虚线框内为控制电路, 包括: 电压误差放大器VA及基准电压Vr, 电流误差放大器CA, 乘法器M, 脉宽调制器(图中未给出)和驱动器等, 负载可以是一个开关电源. PFC工作原理如下: 主电路的输出电压Vo和基准电压Vr比较后, 输入给电压误差放大器VA, 整流电压Vdc检测值和VA的输出电压信号共同加到乘法器M的输入端, 乘法器M的输出则作为电流反馈控制的基准信号, 与开关电流检测值比较后, 经过电流误差放大器CA加到PWM及驱动器, 以控制开关Tr的通断, 从而使输入电流(即电感电流)的波形与整流电压Vdc的波形基本一致, 是电流谐波大为减少, 提高了输入端功率因子, 由于功率因子校正器同时保持输出电压恒定, 使下一级开关电源设计更容易.上图中给出输入电压波形Vdc、Vi和经过校正的输入电流、波形, 输入电流PWM频率调制, 使原来呈脉冲状的波形, 调制成接近正弦(含有高频纹波)的波形. 在一个开关周期内, 具有高频纹波的输入电流, 取每个开关周期的平均值, 则可得到较为光滑的近似正弦波. 2.APFC的控制方法 常用的控制AC-DC开关变换器实现APFC的方法基本上有三种, 即电流峰值控制, 电流滞环控制, 以及平均电流控制. 区别如下表:控制方法检测电流开关频率工作模式对躁音适用拓朴备注电流峰值开关电流恒定CCM敏感Boost需斜率补偿电流滞环电感电流变频CCM敏感Boost需逻辑控制平均电流电感电流恒定任意不敏感Boost需电流误差放大 由于平均电流控制较电流峰值控制, 电流滞环控制性能优越, 且目前主流PFC控制IC大多使用平均电流控制模式, 如UC3845、ML4824等, 故在此仅讨论平均电流模式. 如图, 为平均电流控制的Boost-APFC电路的原理图, 其主要特点是使用电流误差放大器(或动态补偿器)CA. 其工作原理如下: 电流误差放大器的电流基准值由乘法器输出Z供给, Z=XY. 乘法器有两组输入, 一个为X, 是输出电压Vo/H与基准电压Vref之间的误差(经过电压误差放大器VA)信号, 另一个输入Y为电压Vdc检测值Vdc/K, Vdc为输入正弦电压Vi的全波整流值, 因此电流基准为双半波正弦电压. 电感电流被直接检测, 与基准电压比较后, 其高频分量的变化通过电流误差放大器, 被平均化处理. 放大后的平均电流误差与锯齿波斜坡相比较后, 给开关Tr以PWM信号并控制Tr的占空比D(Duty Cycle). 于是电流误差被迅速而精确的校正. 三. APFC集成控制电路的工作原理简介 为便于研制和生产主动式有源功率因子校正器, 现在APFC的控制电路已经集成化. 有多种APFC集成控制电路芯片可供选用. 这里以Micro Liner公司生产的ML4824芯片为例, 说明APFC集成控制电路基本组成和应用. ML4824是一颗集成PFC和PWM控制的芯片, 其PFC部分具有平均电流模式控制; 恒频控制等特点.1.ML4824的内部结构框图及端子功能说明下图为ML4824的内部结构框图. 由图可见, ML4824包括电流放大器IEA, 模拟平方/乘法/除法器(Gain Modulator, 以下简称GM), 震荡器, 功率MOS管的门极驱动器, 7.5V基准电压, 以及软启动, 过流/过压保护等. 模拟平方/乘法/除法器GM如下图: GM的输入由三部份组成: 1) Iac: 提供一个正弦电压的相位参考, 它与Im成正比; 2) Irms: 输入电压的均方根, 其平方值与Im成反比; 3) Veao: PFC输出反馈值与基准电压2.5V经VEA比较放大后的输出, 同时外接RC网络(网络的另一端接GND), 用来作电压回路的补偿;Im与Iac、Irms和Veao的关系为: Im=K*Iac*(Veao-Vx)/式中K为比例常数, 从Veao中减去Vx是芯片设计的要求, 一般为1.5V. Iac与Vrms为电压前馈(Feedforward)的作用, 使输入电压变化时输入功率稳定. 例如设Veao不变而输入电压增加一倍, Iac和Vrms也增加一倍, 则为四倍, 可得Im将减半, 结果输入功率不变. Im输出电流信号大小, 成为了控制PFC开关on-off时间的重要因素. Im的输出电流经由电流误差放大器IEA所产生的信号和一三角波(由Ramp1之外接电路RC而来) 比较,以控制PFC开关之on-off之时间.ML4824其内部分为两大部分, 即前端之功率因子修正(PFC)部分, 与后端波宽调变(PWM)之部分, 其PFC之动作时机采leading edge, 而PWM则为trailing edge. V t V t Leading edge V t V t Trailing edge ML4824由16个端子(Pin), 依次(按序号)为: 1).Ieao: PFC IEA的输入端, 同时外接RC网络(网络的另一端接Vref参考电压), 用来作电流回路的补偿; 2).Iac; 3).Isense: 电流Sense信号的输入, 以限制PFC电路的总电流. 一般接一Sense电阻,当电流流过此电阻时, 在Rsense上产生一压降. 同时给Isense提供一负电压. 电流越大则负电压绝对值越大, 当低于-1V时即|Isense|>1时, PFC Ilimit将动作, 将PFC out讯号拉低, 以作PFC Ilimt保护; 4).Vrms; 5).SS: 软启动(Soft Start), 要求外接一电容Css, 当其被充电至8V时, PWM开始动作, 其Delay时间可由T=Css*1.25V/50uA估算出来, 如当Css=1uF时, T为25mS; 6).Vdc: PWM电压的反馈输入; 7).Ramp1: 外接RtCt用以设定PFC电路的开关频率. 公式为f=1/0.51(Rt+961Ct)Ct, ML4824-2的PWM的开关频率为PFC的两倍, 而ML4824-1的两不部分频率相等; 8).Ramp2: 当其工作在电压模式时, 作为PWM输入(即PFC的输出)的前馈. 当PFC电压低时增大PWM的输出占空比(Duty cycle). 工作在电流模式时作为电流Sense输入; 9).DC Ilimit: PWM电流的Sense, 一般用来检测PWM MOS的电流. 当其超过1V时, 会拉低PWM的输出; 10).GND: 接地端. 所有电压的量测以之为准; 11).PWM out: PWM的驱动输出; 12).PFC out: PFC out的驱动输出; 13).Vcc: IC的供电电压端; 14).Vref: 基准电压端, 产生7.5V输出; 15).Vfb: PFC输出电压的检测端, 接VEA的负端, 用来与2.5V基准电压比较得到Veao, 另外其在电路还有两种功能, 当其大于2.7V时, OVP将动作, 将PFC out讯号拉低, 以作PFC过压保护, 开机时, 当其小于2.5V时, 迟滞比较器Vin OK将PWM out讯号拉低, 以作PWM Soft Star欠压保护(当正常工作后因Vin OK为迟滞比较器, 故Vfb即使低于2.5V, 其PWM也可正常工作); 16).Veao. 一般说来, 当交流电经EMI与桥式整流后, 其电压电流尚未经过内部烦杂的电子电路时, 其所受之noise干扰最小, 故ML4824之GM所取的电压及电流会从此端取得. 2.ML4824 PFC逻辑及保护电路部分说明: (见ML4824的内部结构框图)if PFC 输出为1 (正常) => 1.2.3.4.为0; if 1.为0 => S为0 => 5.6.为0, 当Vfb过高 (高于2.7V时),OVP output为1, 即5.为1; if 5.为1 => PFC为0; 当Isense过低 (低于-1V时), PFC limit output为1, 即6.为1, if 6.为1 => PFC 为0; if PFC 输出为1 (正常) => 1.2.3.4.为0; if 2.为0 => R为1, 即7.为1 => 8.为0; 应为9.(水平讯号)与10.(三角波讯号)为比较器+端与-端之输入, if 8.为0 => 10.>9. 时动作,此即前所述PFC之leading edge.3.ML4824应用范例LITEON的File Server及Work Station机种中所使用的APFC芯片一般为ML4824和ML4800两种, ML4800与ML4824功能与原理大致相同. 而在ML-4824中选用的都是ML4824-1型, 即PFC与PWM部分开关频率相等. 下面就以PS-6191-1为例, 说明在具体线路中ML4824-1的应用. PS-6191-1线路是一个典型的APFC电路(见附图). 其六组输出共计为190W, 输入AC电压为90264V, 频率为4763Hz, 下面针对此电路来看它的APFC是如何工作的. 首先要知道PFC的输出电压, 因为Vac最高为264Vac, 因PFC电压应大于其峰值为264*=372V, 选择380V作为PFC正常输出电压值. Iac和Vrms均在整流器BD050后获取, 以减小其noise干扰. Iac通过R200, R201, R202侦测输入电压的相位. Vrms通过R203, R204, R205相加与R206分压去测量输入电压RMS值. Vfb通过R222, R223, R224相加与R211分压去侦测PFC输出电压的值, 与2.5V通过电压误差放大器VEA比较放大后得到Veao. 同时考虑到电压回路的补偿, Veao须外接RC网络. Veao, Vrms和Iac通过乘法/除法/平方器运算后输出电流Im, 此电流值可以快速的反应输入电压和输出电压的变化. Im通过电流误差放大器IEA放大后得到Ieao. 同样因为也要考虑到电流回路的补偿, 故Ieao也要外接RC网络. Ieao与震荡器产生的锯齿波通过比较器比较得到一占空比随Veao、Vrms和Iac变化而变化的方波信号, 此方波信号再通过其它一些逻辑线路来控制PFC驱动的占空比, 以达到功率因子校正的目的, 在设计时可以通过改变ML4824第七脚Ramp1的Rt (R217) 和Ct (C111)的值得到不同频率和不同坡度的锯齿波. Ieao 锯齿波 t t 方波信号 Leading edge 专心-专注-专业