直流开关稳压电源毕业设计(共29页).doc

精选优质文档-倾情为你奉上2008 2009 学年第 二 学期毕业设计（论文）课题 直流开关稳压电源 姓名 系部 电子与计算机系 专业 应用电子 班级 学号 指导教师 专心-专注-专业摘要稳压电源就是其输出电压相对稳定，它与人们的日常生活密切相关 , 也称为稳定电源、稳压器等。随着电子技术发展，电子系统的应用领域越来越广泛，电子设备的种类也越来越多，对稳压电源的要求更加灵活多样。电子设备的小型化和低成本化，使稳压电源朝轻、薄、小和高效率的方向发展。设计上，稳压电源也从传统的晶体管串联调整稳压电源向高效率、体积小、重量轻的开关型稳压电源迅速发展。本文中设计的直流稳压电源电路采用脉冲宽度调制型（PWM）即开关工作频率保持不变，控制导通脉冲的宽度；开关型稳压电路中的调整管工作在开关状态，可以通过改变调整管导通与截止时间的比例来改变输出电压的大小。当调整管饱和导通时，虽然流过较大的电流，但饱和管压降很小；当调整管截止时，管子将承受较高的电压，但流过的电流基本等于零。可见，工作在开关状态调整管的功耗很小，因此，开关型稳压电路的效率较高，一般课达65%-90%。同时本文还采用恒压差控制，其中接有软启动电路，在开关机时，对产生过冲现象有相当大程度的抑制。同时通过控制DC-DC变换的脉宽，可实现过热、过流保护。关键词： 脉宽调制 开关管 滤波电容 目录第一章 稳压电源1.1 稳压电源简介稳压电源问世后，在很多领域逐步取代了线性稳压电源和晶闸管相控电源。早期出现的是串联型开关电源，其主电路拓扑与线性电源相仿，但功率晶体管工作于开关状态。随着脉宽调制（PWM）技术的发展，PWM开关电源问世，它的特点是用20kHz的载波进行脉冲宽度调制，电源的效率可达65%70%，而线性电源的效率只有3040。因此，用工作频率为20kHz的PWM开关电源替代线性电源，可大幅度节约能源，从而引起了人们的广泛关注，在电源技术发展史上被誉为20kHz革命。随着超大规模集成芯片尺寸的不断减小，电源的尺寸与微处理器相比要大得多；而航天、潜艇、军用开关电源以及用电池的便携式电子设备（如手提计算机、移动电话等）更需要小型化、轻量化的电源。因此，对开关电源提出了小型轻量要求，包括磁性元件和电容的体积重量也要小。此外，还要求开关电源效率要更高，性能更好，可靠性更高等。这一切高新要求便促进了开关稳压电源的不断发展和进步。1.2 稳压电源技术的亮点（1）稳压电源功率密度提高开关电源的功率密度，使之小型化、轻量化，是人们不断追求的目标。这对便携式电子设备（如移动电话，数字相机等）尤为重要。使开关电源小型化的具体办法有以下几种。一是高频化。为了实现电源高功率密度，必须提高PWM变换器的工作频率、从而减小电路中储能元件的体积重量。二是应用压电变压器。应用压电变压器可使高频功率变换器实现轻、小、薄和高功率密度。压电变压器利用压电陶瓷材料特有的“电压-振动”变换和“振动-电压”变换的性质传送能量，其等效电路如同一个串并联谐振电路，是功率变换领域的研究热点之一。三是采用新型电容器。为了减小电力电子设备的体积和重量，须设法改进电容器的性能，提高能量密度，并研究开发适合于电力电子及电源系统用的新型电容器，要求电容量大、等效串联电阻（ESR）小、体积小等。（2）高频磁性元件电源系统中应用大量磁元件，高频磁元件的材料、结构和性能都不同于工频磁元件，有许多问题需要研究。对高频磁元件所用的磁性材料，要求其损耗小、散热性能好、磁性能优越。适用于兆赫级频率的磁性材料为人们所关注，纳米结晶软磁材料也已开发应用。（3）软开关技术高频化以后，为了提高的效率，必须开发和应用软开关技术。它是过去几十年国际电源界的一个研究热点。PWM开关电源按硬开关模式工作（开关过程中电压下降上升和电流上升下降波形有交叠），因而开关损耗大。高频化虽可以缩小体积重量，但开关损耗却更大了。为此，必须研究开关电压电流波形不交叠的技术，即所谓零电压开关（ZVS）零电流开关（ZCS）技术，或称软开关技术，小功率软开关电源效率可提高到800%85%。上世纪70年代谐振开关电源奠定了软开关技术的基础。随后新的软开关技术不断涌现，如准谐振全桥移相ZVS -PWM，恒频ZVS-PWMZCS-PWMZVS-PWM有源嵌位；ZVT-PWMZCT-PWM全桥移相ZV-ZCS-PWM等。我国已将最新软开关技术应用于6kW通信电源中，效率达93。（4）同步整流技术对于低电压、大电流輸出的软开关变换器，进一步提高其效率的措施是设法降低开关的通态损耗。例如同步整流（SR）技术，即以功率MOS管反接作为整流用开关二极管，代替肖特基二极管（SBD），可降低管压降，从而提高电路效率。（5）功率因数校正（PFC）变换器由于ACDC变换电路的输入端有整流器件和滤波电容，在正 弦电压输入时，单相整流电源供电的电子设备，电网侧（交流输入端）功率因数仅为0.60.65。采用功率因数校正（PFC）变换器，网侧功率因数可提高到0.900.95，输入电流THD<10。既治理了对电网的谐波污染，又提高了电源的整体效率。这一技术称为有源功率因数校正（APFC），单相APFC国内外开发较早，技术已较成熟；三相APFC的拓扑类型和控制策略虽然已经有很多种，但还有待继续研究发展。高功率因数ACDC开关电源，由两级拓扑组成，对于小功率ACDC开关电源来说，采用两级拓扑结构总体效率低、成本高。如果对输入端功率因数要求不特别高时，将PFC变换器和后级DCDC变换器组合成一个拓扑，构成单级高功率因数ACDC开关电源，只用一个主开关管，可使功率因数校正到0.8 以上，并使输出直流电压可调，这种拓扑结构称为单管单级PFC变换器。（6）全数字化控制电源的控制已经由模拟控制，模数混合控制，进入到全数字控制阶段。全数字控制是发展趋势，已经在许多功率变换设备中得到应用。全数字控制的优点是数字信号与混合模数信号相比可以标定更小的量，芯片价格也更低廉；对电流检测误差可以进行精确的数字校正，电压检测也更精确；可以实现快速，灵活的控制设计。（7）性高频开关电源的电磁兼容（EMC）问题有其特殊性。功率半导体器件在开关过程中所产生的didt和dvdt，将引起强大的传导电磁干扰和谐波干扰，以及强电磁场（通常是近场）辐射。不但严重污染周围电磁环境，对附近的电气设备造成电磁干扰，还可能危及附近操作人员的安全。同时，电力电子电路（如开关变换器）内部的控制电路也必须能承受开关动作产生的EMI及应用现场电磁噪声的干扰。上述特殊性，再加上EMI测量上的具体困难，在电力电子的电磁兼容领域里，存在着许多交叉学科的前沿课题有待人们研究。国内外许多大学均开展了电力电子电路的电磁干扰和电磁兼容性问题的研究，并取得了不少可喜成果。（8）设计和测试技术建模、仿真和CAD是一种新的设计研究工具。为了仿真电源系统，首先要建立仿真模型，包括电力电子器件、变换器电路、数字和模拟控制电路以及磁元件和磁场分布模型等，还要考虑开关管的热模型、可靠性模型和EMC模型。各种模型差别很大，建模的发展方向是数字一模拟混合建模、混合层次建模以及将各种模型组成一个统一的多层次模型等。电源系统的CAD，包括主电路和控制电路设计、器件选择、参数最优化、磁设计、热设计、EMI设计和印制电路板设计、可靠性预估、计算机辅助综合和优化设计等。用基于仿真的专家系统进行电源系统的CAD，可使所设计的系统性能最优，减少设计制造费用，并能做可制造性分析，是21世纪仿真和CAD技术的发展方向之一。此外，电源系统的热测试、EMI测试、可靠性测试等技术的开发、研究与应用也是应大力发展的。第二章 直流稳压电源的分类直流稳压电源主要有线性电源、相控电源、开关电源三种。交流电经过整流，可以得到直流电。但是，由于交流电压及负载电流的变化，整流后得到的直流电压通常会造成20%到40%的电压变化。为了得到稳定的直流电压，必须采用稳压电路来实现稳压。按照实现方法的不同，稳压电源可分为三种：线性稳压电源、开关稳压电源。2.1 线性稳压电源 线性稳压电源通常包括：调整管、比较放大部分（误差放大器）、反馈采样部分以及基准电压部分，它的典型原理框图如图1所示。调整管与负载串联分压（分担输入电压Ui），因此只要将它们之间的分压比随时调节到适当值，就能保证输出电压不变。这个调节过程是通过一个反馈控制过程来实现的。反馈采样部分监测输出电压，然后通过比较放大器与基准电压进行比较判断：输出电压是偏高了还是偏低了，偏差多少？再把这个偏差量放大去控制调整管，如果输出电压偏高，则将调整管上的压降调高，使负载的分压减小；如果输出电压偏低，则将调整管上的压降调低，使负载的分压增大，从而实现输出稳压。图1 线性串联稳压电源原理框图下图2为用分立元件组成简单的线性稳压器电路线性稳压电源的线路简单、干扰小，对输入电压和负载变化的响应非常快，稳压性能非常好。但是，线性稳压电源功率调整管始终工作在线性放大区，调整管上功率损耗很大，导致线性稳压电源效率较低，只有20%40%，发热损耗严重，所需的散热器体积大，重量重，因而功率体积系数只有2030W/dm3；另外线性电源对电网电压大范围变化的适应性较差，输出电压保持时间仅有5ms。因此线性电源主要用在小功率、对稳压精度要求很高的场合，如：一些为通信设备内部的集成电路供电的辅助电源等。图2 线性串联稳压电源2.2 开关型稳压电源 线性稳压电源的动态响应非常快，稳压性能好，只可惜功率转换效率太低。要提高效率，就必须使图2中的功率调整器件处于开关工作状态，电路相应地稍加变化即成为开关型稳压电源。转变后的原理框图如图3所示。调整管作为开关而言，导通时（压降小）几乎不消耗能量，关断时漏电流很小，也几乎不消耗能量，从而大大提高了转换效率，其功率转换效率可达80%以上。在图3中，波动的直流电压Ui输入高频变换器（即为开关管Q和二极管D），经高频变换器转变为高频（20kHz）脉冲方波电压，该脉冲方波电压通过滤波器（电感L和电容C）变成平滑的直流电压供给负载。高频变换器和输出滤波器一起构成主回路，完成能量处理任务。而稳定输出电压的任务是靠控制回路对主回路的控制作用来实现的。控制回路包括采样部分、基准电压部分、比较放大器（误差放大器）、脉冲/电压转换器等。开关电源稳定输出电压的原理可以直观理解为是通过控制滤波电容的充、放电时间来实现的。具体的稳压过程如下：当开关稳压电源的负载电流增大或输入电压Ui降低时，输出电压Uo轻微下降，控制回路就使高频变换器输出的脉冲方波的宽度变宽，即给电容多充点电（充电时间加长），少放点电（放电时间减短），从而使电容C上的电压（即输出电压）回升，起到稳定输出电压的作用。反之，当外界因素引起输出电压偏高时，控制电路使高频变换器输出脉冲方波的宽度变窄，即给电容少充点电，从而使电容C上的电压回落，稳定输出电压。图3降压型开关电源原理图开关稳压电源与线性稳压电源的主要性能比较 表1项目开关稳压电源线性稳压电源功率转换效率65%95%20%40%发热（损耗）小大体积小大功率体积系数60100W/dm32030W/dm3重量轻重功率重量系数60150W/kg2230W/kg对电网变化的适应性强弱输出电压保持时间长（20ms）短（5ms）电路复杂简单射频干扰和电磁干扰（RFI和EMI）大小纹波大（10mV）P-P小（5mV）P-P动态响应稍差（2ms）好（100ls)电压、负载稳定度高低开关稳压电源和线性稳压电源相比，功率转换效率高，可达65%90%，发热少，体积小、重量轻，功率体积系数可达60100W/dm3，对电网电压大范围变化具有很强的适应性，电压、负载稳定度高，输出电压保持时间长达20ms。但是线路复杂，电磁干扰和射频干扰大。具体性能指标对比如表1所示。和相控稳压电源相比，开关电源不需要工频变压器，工作频率高，所需的滤波电容、电感小，因而体积小，重量轻，动态响应速度快。开关电源的开关频率都在20kHz以上，超出人耳的听觉范围，没有令人心烦的噪声。开关电源可以采用有效的功率因数较正技术，使功率因数达0.9以上，高的甚至达到0.99（安圣的HD4850整流模块）。这些使得开关电源的性能几乎全面超过相控电源，在通信电源领域已大量取代相控电源。开关电源的线路复杂，这种电路问世之初，其控制线路都是由分立元件或运算放大器等集成电路组成。由于元件多，线路复杂以及随之而来的可靠性差的原因，严重影响了开关电源的广泛应用。开关电源的发展依赖于元器件和磁性材料的发展。70年代后期，随着半导体技术的高度发展，高反压快速功率开关管使无工频变压器的开关稳压电源迅速实用化。而集成电路的迅速发展为开关稳压电源控制电路的集成化奠定了基础。陆续涌现出的开关稳压电源专用的脉冲调制电路如SG3526和TL494等为开关稳压电源提供了成本低、性能优良可靠、使用方便的集成控制电路芯片，从而使得开关电源的电路由复杂变为简单。目前，开关稳压电源的输出纹波已可达100mV以下，射频干扰和电磁干扰也被抑制到很低的水平上。总之，随着电技术的发展，开关稳压电源的缺点正逐步被克服，其优点也得以充分发挥。尤其在当前能源比较紧张的情况下，开关稳压电源的高效率能够在节能上做出很大的贡献。正因为开关电源具有这些优点，它得到了蓬勃的发展。第三章 稳压电源电路设计3.1 整流电路3.1.1 半波整流电路半波整流就是利用二极管的单向导电性能，使经变压器出来的电压Vo只有半个周期可以到达负载，造成负载电压VL是单方向的脉动直流电压。图4主要参数： 3.1.2 全波整流电路利用副边有中心抽头的变压器和两个二极管构成如图5所示的全波整流电路。从图中可见，正负半周都有电流流过负载，提高了整流效率。图5全波整流的特点：输出电压VO高；脉动小；正负半周都有电流供给负载，因而变压器得到充分利用，效率较高。主要参数：3.1.3 桥式整流图6桥式整流属于全波整流，它不是利用副边带有中心抽头的变压器,而是用四个二极管接成电桥形式，使在电压V2的正负半周均有电流流过负载，在负载形成单方向的全波脉动电压。主要参数：3.2 滤波电路从上面的分析可以看出，整流电路输出波形中含有较多的纹波成分，与所要求的波形相去甚远。所以通常在整流电路后接滤波电路以滤去整流输出电压的纹波。滤波电路常有电容滤波，电感滤波和RC滤波等。3.2.1 电容滤波电路图7图7分别是桥式整流电容滤波电路和它的部分波形。这里假设t<0时，电容器C已经充电到交流电压V2的最大值（如波形图所示）。结论1：由于电容的储能作用，使得输出波形比较平滑，脉动成分降低输出电压的平均值增大。当RLC的值适当，且整流电路的内阻较小（几欧）时，图8结论2：从图8可看出，滤波电路中二极管的导电角小于180o,导电时间缩短。因此，在短暂的导电时间内流过二极管很大的冲击电流，必须选择较大容量的二极管。在纯电阻负载时：有电容滤波时：结论3：电容放电的时间=RLC越大,放电过程越慢，输出电压中脉动（纹波）成分越少，滤波效果越好。一般取（35）T/2，T为电源交流电压的周期。3.2.2 电感滤波电路电感滤波电路利用电感器两端的电流不能突变的特点，把电感器与负载串联起来，以达到使输出电流平滑的目的。从能量的观点看，当电源提供的电流增大（由电源电压增加引起）时,电感器L把能量存储起来；而当电流减小时，又把能量释放出来，使负载电流平滑，所以电感L有平波作用。 图9 图10优点：整流二极管的导电角大，峰值电流小，输出特性较平坦。缺点：存在铁心，笨重、体积大，易引起电磁干扰,一般只适应于低电压、大电流的场合。3.3 控制电路设计TL494是一种固定频率脉宽调制电路，它包含了开关电源控制所需的全部功能，广泛应用于单端正激双管式、半桥式、全桥式开关电源。TL494有SO-16和PDIP-16两种封装形式，以适应不同场合的要求。其主要特性如下：3.3.1 主要特征及工作原理特征：（1）集成了全部的脉宽调制电路。（2）片内置线性锯齿波振荡器，外置振荡元件仅两个（一个电阻和一个电容）。（3）内置误差放大器。（4）内止5V参考基准电压源。（5）可调整死区时间。（6）内置功率晶体管可提供500mA的驱动能力。（7）推或拉两种输出方式。工作原理简述TL494是一个固定频率的脉冲宽度调制电路，内置了线性锯齿波振荡器，振荡频率可通过外部的一个电阻和一个电容进行调节，其振荡频率如下：输出脉冲的宽度是通过电容CT上的正极性锯齿波电压与另外两个控制信号进行比较来实现。功率输出管Q1和Q2受控于或非门。当双稳触发器的时钟信号为低电平时才会被选通，即只有在锯齿波电压大于控制信号期间才会被选通。当控制信号增大，输出脉冲的宽度将减小。参见图11。控制信号由集成电路外部输入，一路送至死区时间比较器，一路送往误差放大器的输入端。死区时间比较器具有120mV的输入补偿电压，它限制了最小输出死区时间约等于锯齿波周期的4%，当输出端接地，最大输出占空比为96%，而输出端接参考电平时，占空比为48%。当把死区时间控制输入端接上固定的电压（范围在03.3V之间）即能在输出脉冲上产生附加的死区时间。图11脉冲宽度调制比较器为误差放大器调节输出脉宽提供了一个手段：当反馈电压从0.5V变化到3.5时，输出的脉冲宽度从被死区确定的最大导通百分比时间中下降到零。两个误差放大器具有从-0.3V到（Vcc-2.0）的共模输入范围，这可能从电源的输出电压和电流察觉得到。误差放大器的输出端常处于高电平，它与脉冲宽度调制器的反相输入端进行“或”运算，正是这种电路结构，放大器只需最小的输出即可支配控制回路。图12当比较器CT放电，一个正脉冲出现在死区比较器的输出端，受脉冲约束的双稳触发器进行计时，同时停止输出管Q1和Q2的工作。若输出控制端连接到参考电压源，那么调制脉冲交替输出至两个输出晶体管，输出频率等于脉冲振荡器的一半。如果工作于单端状态，且最大占空比小于50%时，输出驱动信号分别从晶体管Q1或Q2取得。输出变压器一个反馈绕组及二极管提供反馈电压。在单端工作模式下，当需要更高的驱动电流输出，亦可将Q1和Q2并联使用，这时，需将输出模式控制脚接地以关闭双稳触发器。这种状态下，输出的脉冲频率将等于振荡器的频率。TL494内置一个5.0V的基准电压源，使用外置偏置电路时，可提供高达10mA的负载电流，在典型的070温度范围50mV温漂条件下，该基准电压源能提供±5%的精确度。图13TL494的极限参数名称代号极限值单位工作电压Vcc42V集电极输出电压Vc1,Vc242V集电极输出电流Ic1,Ic2500mA放大器输入电压范围VIR-0.3V+42V功耗PD1000mW热阻RJA80/W工作结温TJ125工作环境温度 TL494B TL494C TL494I NCV494BTA -40+1250+70-40+85-40+125额定环境温度TA403.3.2 TL494的性能测试（1）工作电压对各参数的影响，如表2所示。此时调频电容为9 nF，调频电阻为9 k，调宽电压为25 V。表2 工作电压与各参数的对应关系从表2可以看出，工作电压V的改变对输出脉冲的周期T及脉宽T1无影响，而脉冲的幅值F随着工作电压V的增加也逐步增大，工作电流I随电压的变化不是很大，其供电范围在740 V之间，而其工作频率可达300 kHz，可见TL494的可调性大。（2）当TL494调频电容和电阻一定时，改变脉冲宽度，就会得到输出脉冲宽度不同的一系列脉冲，这样就会得到调宽电压与占空比的关系，如图14所示。从图14可以看出，当脉宽为周期的1/2时，效果最佳。图14 脉宽电压与占空比关系图3.3.3 TL494管脚配置及其功能TL494的内部电路由基准电压产生电路、振荡电路、间歇期调整电路、两个误差放大器、脉宽调制比较器以及输出电路等组成。图15是它的管脚图，其中1、2脚是误差放大器I的同相和反相输入端；3脚是相位校正和增益控制；4脚为间歇期调理，其上加03.3V电压时可使截止时间从2%线怀变化到100%；5、6脚分别用于外接振荡电阻和振荡电容；7脚为接地端；8、9脚和11、10脚分别为TL494内部两个末级输出三极管集电极和发射极； 图15 TL494管脚图12脚为电源供电端；13脚为输出控制端，该脚接地时为并联单端输出方式，接14脚时为推挽输出方式；14脚为5V基准电压输出端，最大输出电流10mA；15、16脚是误差放大器II的反相和同相输入端。3.3.4 TL494的应用TL494脉宽调制器件是目前微机电源中被广泛采用来构成其他激式直流开关电源的专用器件。在显示电源和其他开关电源的应用中也常被采用。在大功率直流开关电源中，为提高直流电源调整精度及易于完成各种自动保护控制功能，是直流开关电源中常用的脉宽调制器件，而且价格便宜。下面介绍一个TL494的应用电路。图16 降压型直流稳压电源电路图第四章 直流稳压电源的保护技术直流稳压器中所使用的大功率开关器件价格较贵,其控制电路亦比较复杂,另外,开关稳压器的负载一般都是用大量的集成化程度很高的器件安装的电子系统。晶体管和集成器件耐受电、热冲击的能力较差。因而开关稳压器的保护应该兼顾稳压器本身和负载的安全。保护电路的种类很多,这里介绍极性保护、程序保护、过电流保护、过电压保护、欠电压保护等电路。通常选用几种保护方式加以组合,构成完善的保护系统。4.1 极性保护直流开关稳压器的输入一般都是未稳压直流电源。由于操作失误或者意外情况会将其极性接错,将损坏开关稳压电源。极性保护的目的,就是使开关稳压器仅当以正确的极性接上未稳压直流电源时才能工作。利用单向导通的器件可以实现电源的极性保护。最简单的极性保护电路如图17所示。由于二极管D要流过开关稳压器的输入总电流,因此这种电路应用在小功率的开关稳压器上比较合适。在较大功率的场合,则把极性保护电路作为程序保护中的一个环节,可以省去极性保护所需的大功率二极管,功耗也将减小。为了操作方便,便于识别极性正确与否,在图17中的二极管之后,接指示灯。图17 简单的极性保护4.2 程序保护开关稳压电源的电路比较复杂,基本上可以分为小功率的控制部分和大功率的开关部分。开关晶体管则属大功率，为保护开关晶体管在开启或关断电源时的安全,必须先让调制器、放大器等小功率的控制电路工作。为此,要保证正确的开机程序。开关稳压器的输入端一般接有小电感、大电容的输入滤波器。在开机瞬间,滤波电容器会流过很大的浪涌电流,这个浪涌电流可以为正常输入电流的数倍。这样大的浪涌电流会使普通电源开关的触点或继电器的触点熔化,并使输入保险丝熔断。另外,浪涌电流也会损害电容器,使之寿命缩短,过早损坏。为此,开机时应该接入一个限流电阻,通过这个限流电阻来对电容器充电。为了不使该限流电阻消耗过多的功率，以致影响开关稳压器的正常工作,而在开机暂态过程结束后，用一个继电器自动短接它,使直流电源直接对开关稳压器供电，如图18所示。这种电路称之谓开关稳压器的“软启动”电路。图18 软启动电路开关稳压器的控制电路中的逻辑组件或者运算放大器需用辅助电源供电。为此,辅助电源必须先于开关电路工作，这可用开机程序控制电路来保证。一般的开机程序是:输入电源的极性鉴别,电压保护开机程序电路工作辅助电源工作并通过限流电阻 R对开关稳压器的输入电容器C充电 开关稳压器的调制电路工作，短路限流电阻开关稳压器 稳定工作。在开关稳压器中,刚开机时,因为其输出电容容量大,充到额定输出电压值需要一定时间。在这段时间内,取样放大器输入低的输出电压采样,根据系统闭环调节特性将迫使开关三极管的导通时间加长,这样一来,开关三极管就会在这段期间内趋于连续导通,而容易损坏。为此,要求在开机这一段时间内,开关调制电路输出给开关三极管基极的脉宽调制驱动信号，能保证开关三极管由截止逐渐趋于正常的开关状态，故而要加设开机保护以配合软启动。 4.3 过电流保护当出现负载短路、过载或者控制电路失效等意外情况时,会引起流过稳压器中开关三极管的电流过大，使管子功耗增大,发热,若没有过流保护装置,大功率开关三极管就有可能损坏。故而在开关稳压器中过电流保护是常用的。最经济简便的方法是用保险丝。由于晶体管的热容量小,普通保险丝一般不能起到保护作用,常用的是快速熔断保险丝。这种方法具有保护容易的优点，但是,需要根据具体开关三极管的安全工作区要求来选择保险丝的规格。这种过流保护措施的缺点是带来经常更换保险丝的不便。在线性稳压器中常用限流保护和电流截止保护在开关稳压器中均能应用。但是,根据开关稳压器的特点,这种保护电路的输出不能直接控制开关三极管,而必须使过电流保护的输出转换为脉冲指令,去控制调制器以保护开关三极管。为了实现过电流保护一般均需要用取样电阻串联在电路中,这会影响电源的效率,因此多用于小功率开关稳压器的场合。而在大功率的开关稳压电源中,考虑到功耗，应尽量避免取样电阻的接入。因此,通常将过电流保护转换为过、欠电压保护。 4.4 过电压保护 开关稳压器的过电压保护包括输入过电压保护和输出过电压保护。开关稳压器所使用的未稳压直流电源诸如蓄电池和整流器的电压如果过高,使开关稳压器不能正常工作,甚至损坏内部器件,因此,有必要使用输入过电压保护电路。用晶体管和继电器所组成的保护电路如图19所示。图19 输入过电压保护图20 输入过电压保护在该电路中，当输入直流电源的电压高于稳压二极管的击穿电压值时，稳压管击穿，有电流流过电阻R， 使晶体管V导通，继电器动作，常闭接点断开，切断输入。其中稳 压管的稳压值Vz=ESrmaxUBE。输入 电源的极性保护电路可以跟输入过电压保护结合在一起,构成极性 保护鉴别与过电压保护电路。 输出过电压保护在开关稳压电源中是至关重要的。特别对输出为5V的开关稳压器来说,它的负载是大量的高集成度的逻辑器件。如果在工作时,开关稳压器的开关三极管突然损坏,输出电位就可能立即升高到输入未稳压直流电源的电压值,瞬时造成很大的损失。常用的方法是晶闸管短路保护。最简单的过电压保护电路如图20所示。当输出电压过高时,稳压管被击穿,触发晶闸管导通,把输出端短路,造成过电流,通过保险丝或电路保护器将输入切断,保护了负载。这种电路的响应时间相当于晶闸管的开通时间，约为510s。它的缺点是动作电压是固定的，温度系数大，动作点不稳定。另外，稳压管存在着参数的离散性，型号相同但过电压起动值却各不相同，给调试带来了困难。图21是改进后的电路。其中R1、R2是取样电路，Vz是基准电压。 图 21 输出过电压保护输出电压Esc突然升高，晶体管V1、V2导通，晶闸管就导通。UBE1为V1的发射结（BE）电压降。本电路的动作电压可变，并且动作点相当稳定。当稳压管为7V时，其温度系数和晶体管V1的发射结（BE）电压的温度系数可以抵消，能使温度系数降得很低。但是对于输出为55.5V的直流开关稳压器来说，其常用的动作电压是 5.56V。那么稳压管电压必在3.5V以下，此电压附近的稳压管的温度变化系数是2030mV/。因此,温度变化大的场合保护电路还会发生误动作。采用集成电路电压比较器来检测开关稳压器的输出电压，是目前较为常用的方法，利用比较器的输出状态的改变跟相应的逻辑电路配合，构成过电压保护电路，这种电路既灵敏又稳定。以上分别讨论了在开关稳压器中的各种保护方式,并介绍了一些具体实现的方法。对一个给定的开关稳压电源来说，还应从整机保护方面考虑以下几点：1)把开关稳压器中所应用的开关三极管限制在直流安全工作区域之内工作。对于选定的开关三极管,由晶体管手册可查得其直流安全工作区。根据集电极电流的最大值来确定输入过电流的保护值。但是,这个瞬时最大值应转换为电流的平均值。在额定输出电流与输出电压的条件下,开关管的动态负载线不超过直流安全工作区的最大输入电压,就是输入过电压保护的电压值。2)把开关稳压器的输出限制在所给定的技术指标之内。在所要求的工作温度范围内,开关稳压器的输出电压的上、下限就是输出过、欠电压保护的电压值。过电流保护则可根据最大输出电流来确定。为了不误告警,保护值应适当留一定的余量。3)由以上两点确定保护方式之后,再根据电源装置的需要来确定告警措施。一般告警措施有声警和光警两种。声警适用于整机比较复杂、电源部分又装在不显眼的地方,它可以给工作人员以有效的故障告警;光警可以醒目地指示故障告警并指出故障发生的部位和类型。保护措施要视所保护的部位来确定。在大功率,多路电源的场合,总是用交、直流断路器,高灵敏继电器等构成自动保护措施,切断电源的输入使系统停止工作,免受损害。通过逻辑控制电路使相应的开关三极管截止的方案显得既灵敏方便又经济。这样可以省去体积大,响应时间长,价格贵的大功率继电器或断路器。4)电源中加设了保护电路之后会影响系统的可靠性，为此要求保护电路本身的可靠性要高，以提高整个电源系统的可靠性，进而提高电源本身的MTBF。这就要求保护的逻辑严密,电路简单、元器件最少，除此而外还要考虑到保护电路本身出故障时维修难度和其所保护的电源损坏程度。所以必须全面系统地考虑开关电源各种保护措施，确保开关电源的正常工作和高效率与高可靠性。第五章 稳压电源的主要技术指标技术指标是用来表示稳压电源性能的参数，主要有以下两种：5.1 特性指标表明稳压电源工作特性的参数。例如：允许输入的电压，输出电压及可调范围，输出电流等。5.2 质量指标衡量稳压电源性能优劣的参数。1稳压系数Sr负载不变时，稳压电路输出电压相对变化量与输入电压相对变化量之比。即它表明稳压电源克服电网电压变化的能力。2输出电阻ro输入电压不变时，输出电压变化量与输出电流变化量之比。即它表明稳压电源克服负载电阻变化的能力。3电压调整率额定负载不变时，电网电压变化10%，输出电压相对变化量。即4电流调整率电网电压不变时，输出电流从零到最大值变化时，输出电压的相对变化量。即一般常用稳压系数Sr和输出电阻ro这两个主要指标。其数值越小，电路稳压性能越好。第六章 恒压差控制在DC-DC转换电路和线性稳压电源之间采用恒压差控制，即：通过反馈，使DC-DC转换电路输出电压与线性稳压器输出电压差值恒定，这样，即可保证线性稳压电路所需的电压差，降低了线性稳压电路低输出的损耗，提高稳压模块效率。在这一模块电路中，还接有软启动电路，在开关机时，对产生过冲现象有相当大程度上的抑制。同时，通过控制DC-DC变换的脉宽，可实现过热、过流保护。6.1 同步跟踪法的机理同步跟踪法的原理方框图如图22所示。这里RP和RP是一个阻值均为2K的精密多圈同轴电位器。图 22 同步跟踪法的原理方框图6.2 参数计算(1) MJE3055管压降的确定：为了确保整机技术指标和管子安全，调整管管压降选择至关重要。一般不能取得太低，因为低于1.4V时复合管进入了饱和区，许多技术指标会急剧下降。又不能取得太低，高了会使效率下降，甚至造成管子过热而损坏调整管。一般去36V为宜。折中考虑去5V。(2)输出电压范围确定：根据题目要求输出电压范围+9+12V，尽量扩展输出范围，这里暂定+5+15V。（3）Uref、U´ref、RP和RP的确定：因总体方案和各模块方案确定之后，主要器件已经确定。故许多参数自然就确定了。如，PWMTL494确定之后，U´ref U´ref =3.5V(内部提供的)。另选择Uref=2.5V(实际上是2.495V)，Rp=Rp=2k(4)R14和R15的确定： 1+（RP+R14）/ R15Uref=Uomax 1+R14/ (R15+RP)Uref=Uomin由两式代人数据解得： R14=1K R15=3KR11和R12的确定： 1+（2+R11/R12）×U´ref=15+5=20 1+R11/(2+R12) ×U´ref=5+5=10由两式代人数据解得： R116K R121.2K(5)效率估算：在输出电压Uo=Uomin时，效率为最低：在Uo=Uomin时效率最高。现设变压器的效率为1=95%,整流滤波器的效率2=95%，DC-DC转换器的效率3=90%。设线性稳压电路效率为4。于是 min=1·2·3·4=0.95×0.95×0.9×5/10=0.406 max=1·2·3·4=0.95×0.95×0.9×15/20=0.609通过设计对元器件的选用及有关元器件参数的计算、效果的估计，都能达到预期效果。总结经上述文章的阐述，直流稳压电源的设计和制作过程已完成，精心的设计使得直流开稳压电源在工作中取得独特的效果。但由于选用器件的质量有限，导致直流稳压电源的稳压效果大大降低，从而体现了稳压电源的局限性。直流稳压电源采用PWM调制方式来控制调整管，大大的提高了电源的安全性，而且降低的调整管的管压降，对调整管起到很好的保护作用。后面采用恒压差控制通过反馈，使DC-DC转换电路输出电压与线性稳压器输出电压差值恒定，这样，即可保证线性稳压电路所需的电压差，降低了线性稳压电路低输出的损耗，提高稳压模块效率。同时，通过控制DC-DC变换的脉宽，可实现过热、过流保护。通过加强对此产品的制作水平，投入实际应用中将会取得极大的经济效益。