低噪声放大器的设计与仿真(共13页).doc

精选优质文档-倾情为你奉上专心-专注-专业低噪声放大器的设计要求Use Avagos ATF-331M4 to design a LNA1. Operation Frequency rang: 2.4 GHz 2.5 GHz2. Noise Figure below 0.7 dB;3. Gain > 13 dB; (Feasible maximum gain is 16.1 dB at 2.5 GHz)（曾经为15dB，后改为13dB）4. VSWR(input)<1.5;5. VSWR(output)<1.5; Use the schematic tool to simulate and realize it with the layout tool (Momentum) in ADS. Give both the schematic and layout of the final LNA amplifier circuit, detailed simulation procedure, and the simulation results obtained with both the schematic and layout circuit.低噪声放大器的设计低噪声放大器的设计步骤1、 直流分析与偏置电路设计2、 稳定性分析3、 噪声圆系数与输入匹配4、 最大增益的输出匹配5、 电路整体微调6、 版图设计以下将详细叙述这些设计步骤。一、直流分析与偏置电路设计1、 从ATF-331M4的说明文档如图1可以看出，2GHz下它在VDS为4V、Id为40-80mA时噪声系数在0.6左右，且增益去到15dB以上，符合设计要求。为使增益尽可能地大，故确定晶体管的偏置VDS=4V，Id=80mA；2、 从Avago的官网下载ATF-331M4的模型，并在ADS2015.01下如图2进行直流分析，以确定偏置VGS的电压。由于ATF-331M4有两个源端，为使每个源端电流为80mA，故应选择Id约为160mA的栅极电压。由直流仿真结果可得VGS约为-0.35V；3、 确定静态工作点后则可设计偏置电路。本来ADS中有一个“DA_FETBias”的控件工具可以方便地设计偏置电路，但由于需要将晶体管的栅极电压偏置于负电压，这个工具便难以胜任，故只能手动设计偏置电路。使用+5V和-5V的双电源和标称电阻值，可计算出分压器的两个电阻分别为130Ohm和150Ohm时栅极电压约为-0.35V。由于漏极电流约为160mA，要使漏极电压为4V时可计算出漏极电阻约为6.2Ohm。最后得到电路图及直流仿真结果如图3示。图1 ATF-331M4说明文档(a)电路图(b)仿真结果图2 直流分析图3 偏置电路及仿真结果二、稳定性分析1、 向电路图中加入3.9nH的扼流电感L1、L2，3.9pF的旁路电容C1、C2和22nH的隔直电容C3、C4后，再在输入和输出端加入50Ohm的Term控件，以及StabFact和MaxGain控件，进行S系数仿真。如图4可见此时稳定系数K在2.4GHz下为0.848，电路不稳定，同时电路在2.5GHz时MaxGain为17dB；图4 稳定系数及最大增益仿真结果2、 为使系统稳定，故如图5a在源端处添加微带线作电感引入负反馈。同时使用变量控件调节微带线的长度反复仿真。最后得到长度在1.2mm时稳定系数K在2.4GHz下为1.002，系统稳定，但MaxGain降低至13.8dB。(a)在源端加入微带线负反馈提高稳定系数(b)微调后的稳定系数(c)微调后的最大增益图5 提高系统稳定系数三、噪声系数圆和输入匹配1、 进行噪声仿真并画出NFmin参数，如图6可见在2.4GHz时NFmin为0.435dB。接下来就是要设计一个适当的输出匹配网络来实现最小噪声系数；图6 最小噪声系数图7 噪声圆和增益圆2、 画出噪声圆和增益圆如图7所示。其中M4为增益最大的输入阻抗，增益为14.406；M5为噪声最小的输入阻抗，最小噪声系数为0.435dB。但两者并不重合，需要在这两者之间权衡考虑。对于低噪声放大器，尤其是第一级放大器，首要考虑的是最小噪声。所以选用M5点的阻抗即32.781-j9.934作为输入端的阻抗进行匹配。此时增益约为13.206dB，仍然符合设计要求；3、 如图8使用Smith圆匹配工具DA_SmithChartMatch进行输入阻抗匹配，生成使用微带线的匹配网络。再次进行仿真，可见此时噪声圆的M5点正好匹配至50Ohm，且噪声系数nf(2)在2.4GHz下与NFmin相等，即噪声系数已经达到最优化；4、 如图9将生成的匹配网络放进电路图中并移至隔直电容后，再使用LineCalc程序将微带线转换至实际长度后进行仿真。可见此时噪声优化点已偏离50Ohm，同时噪声系数nf(2)偏离最小噪声系数NFmin。故使用微调工具对输入匹配网络的微带线长度进行微调，使噪声系数达到最优。(a)Smith圆匹配工具(b)噪声系数在2.4GHz达到最优(c)M5刚好匹配至50Ohm图8 输入匹配(a)噪声系数偏离最优值(b)微调后噪声系数接近最优值 (c)微调工具(d)LineCalc工具(e)加入输入匹配网络后的电路图图9 调整输入匹配网络四、最大增益的输出匹配1、 使用Zin控件测得输出阻抗如图10a为23.587+j3.46Ohm，即需要将输出阻抗匹配与50Ohm匹配；2、 如图10c使用Smith圆匹配工具DA_SmithChartMatch进行输出阻抗匹配，生成使用微带线的匹配网络。再次进行仿真，图10b可见此时输出阻抗已非常接近50Ohm；(a)加入输出匹配网络前的输出阻抗(b)加入输出匹配网络后的输出阻抗(c)Smith圆匹配工具图10 输出匹配3、 如图11将生成的匹配网络放进电路图中并移至隔直电容前，再使用LineCalc将微带线转换至实际长度后进行仿真。此进输出阻抗已偏离50Ohm。故使用微调工具对输出匹配网络的微带线长度进行微调，使用输出阻抗接近50Ohm。(a)输出阻抗偏离50Ohm(b)微调后输出阻抗接近50Ohm(c)加入输出匹配网络后的电路图图11 调整输出匹配网络五、电路整体微调1、 分别在正负电源处从电源开始加入1uF、0.01uF和10pF三个去耦电容后对电路进行仿真。图12可见输入驻波比VSWR(input)为1.832，大于1.5的设计要求，同时表示实际增益的S21为12.833dB，小于要求的13dB；(a)微调前输入驻波比(b)微调前输出驻波比(c)微调前增益图12 微调前系统的性能2、 对电路微调的方法如下：（1）增益和绝对稳定系数K值调节：主要调节源极负反馈微带线TL1和TL2。增益和绝对稳定系数是一对矛盾，调节负反馈时增益上升必然导致绝对稳定系数K值下降。所以增益和绝对稳定系数K做一个折中选择。但必须保证电路系统的稳定，即K>1。调节输入输出驻波比VSWR也会对增益有一些影响；（2）输入驻波比VSWR(input)的调节：主要调节输入端匹配电路微带线TL3和TL4。为了降低VSWR(input)，调节TL3和TL4时，让输入端的阻抗往50 Ohm 方向调节，使输入端反射系数最小，从而降低输入驻波比VSWR(input)。但对输入网络的调节会影响到噪声系数和增益；（3）输出驻波比VSWR(output)的调节：主要调节输出端匹配电路微带线TL6和TL7。为了降低VSWR(output)，应让输出端的阻抗往50 Ohm 方向调节，使输出端反射系数最小，从而降低输出驻波比VSWR(output)；（4）输入驻波比VSRW(input)和输出驻波比VSWR(output)的调节会相互产生影响；图13 使用微调工具调整各微带线长度3、 如图13对各微带线长度进行微调后最终得到的仿真结果如下。图14可见VSWR(input)为1.445，VSWR(output)为1.239，均小于1.5，代表实际增益的S21为13.099，噪声系数nf(2)为0.44，2.4GHz时的稳定系数为1.0，系统稳定，各参数都达到设计要求。(a)微调后的输入驻波比(b)微调后的输出驻波比(c)微调后的增益(d)微调后的噪声系数(e)微调后的稳定系数(f)最终的电路图图14 电路整体微调后的结果六、版图设计1、 由于ATF-331M4模型中不带版图，故需自行绘制。根据说明书中的尺寸数据，绘制晶体管的版图如图15所示；(a)手册上的封装示意图(b)绘制晶体管版图图15 ATF-331M4版图2、 将所有元件导入到版图中后手工布局和布线。分立元件之间的距离越小越好。最后得到版图如图16所示。图16 整体版图心得与体会从这次课程设计我有机会体验射频电路的设计流程，所学的理论知识也得到实践，加深了对射频电路的理解。遗憾的是时间有限，在最后没能成功完成版图设计进行联合仿真。此后我一定会去把它做完。ADS是一款功能强大的设计软件。在它的帮助下射频电路的设计的效率得到大大的提高。由于繁琐的定量计算将由软件完成，我们甚至只需在定性分析设计后就能将电路实现。希望我以后能多进行实践，在射频电路设计上走得更远。参考文献1Reinhold Ludwig(著) 张肇仪等译. 射频电路设计理论与应用. 北京: 电子工业出版社，20102徐兴福. ADS2008射频电路设计与仿真实例. 北京: 电子工业出版社，2009