GPS接收机射频前端电路原理与设计(共11页).doc

精选优质文档-倾情为你奉上GPS接收机射频前端电路原理与设计 高洪民 费元春 时间:2008年10月22日 字 体: 关键词: 摘要： 在天线单元设计中采用了高频、低噪声放大器，以减弱天线热噪声及前面几级单元电路对接收机性能的影响；基于超外差式电路结构、镜频抑制和信道选择原理，选用GP2010芯片实现了射频单元的三级变频方案，并介绍了高稳定度本振信号的合成和采样量化器的工作原理，得到了导航电文相关提取所需要的二进制数字中频卫星信号。关键词： GPS接收机 灵敏度 超外差 锁相环 频率合成利用GPS卫星实现导航定位时，用户接收机的主要任务是提取卫星信号中的伪随机噪声码和数据码，以进一步解算得到接收机载体的位置、速度和时间(PVT)等导航信息。因此，GPS接收机是至关重要的用户设备。目前实际应用的GPS接收机电路一般由天线单元、射频单元、通道单元和解算单元等四部分组成，如图1所示。本文在分析GPS卫星信号组成的基础上，给出了射频前端GP2010的原理及应用。1 GPS卫星信号的组成GPS卫星信号采用典型的码分多址(CDMA)调制技术进行合成(如图2所示)，其完整信号主要包括载波、伪随机码和数据码等三种信号分量1。信号载波处于L波段，两载波的中心频率分别记作L1和L2。卫星信号参考时钟频率f0为10.23MHz，信号载波L1的中心频率为f0的154倍频，即：fL1=154×f0=1575.42MHz(1)其波长1=19.03cm；信号载波L2的中心频率为f0的120倍频，即：fL2=120×f0=1227.60MHz(2)其波长2=24.42cm。两载波的频率差为347.82MHz，大约是L2的28.3%，这样选择载波频率便于测得或消除导航信号从GPS卫星传播至接收机时由于电离层效应而引起的传播延迟误差。伪随机噪声码(PRN)即测距码主要有精测距码(P码)和粗测距码(C/A码)两种。其中P码的码率为10.23MHz、C/A码的码率为1.023MHz。数据码是GPS卫星以二进制形式发送给用户接收机的导航定位数据，又叫导航电文或D码，它主要包括卫星星历、卫星钟校正、电离层延迟校正、工作状态信息、C/A码转换到捕获P码的信息和全部卫星的概略星历；总电文由1500位组成，分为5个子帧，每个子帧在6s内发射10个字，每个字30位，共计300位，因此数据码的波特率为50bps2。数据码和两种伪随机码分别以同相和正交方式调制在L1载波上，而在L2载波上只用P码进行双相调制，因此L1和L2的完整卫星信号分别为：式中，AP、BP、AC分别为P码和C/A码的振幅；Pi(t)、Ci(t)分别为对应P码和C/A码的伪随机序列码；Di(t)为卫星导航电文数据码；L1、L2分别为L1和L2载波信号的角频率；C和P1、P2分别为C/A码和P码对应于载波的起始相位。合成的GPS信号向全球发射，随时随地供接收机解算导航定位信息使用。2 GPS接收机的灵敏度GPS接收机对信号的检测质量取决于信噪比，当其为“理想接收机”时，接收机输入端的信噪比Si/Ni与其输出端的信噪比So/No相同。由于实际GPS接收机存在内部噪声，使得(So/No)(Si/Ni)；而噪声越大，输出信噪比就越小，则接收机的性能越差，此时接收机的噪声系数为：式(5)表明由于内部噪声影响，接收机输出端信噪比相对于输入端信噪比变差的倍数，由式(5)，输入信号额定功率可表示为:式(6)给出了GPS接收机在噪声背景下接收卫星信号的能力，接收机不仅要将输出信号放大到足够的数值，更重要的是要使输出端的信噪比So/No达到所需比值。令(So/No)(So/No)min时对应的接收机输入信号功率的最小可检测信号功率为Simin，通常用它表示接收机的灵敏度。由于接收机的输入噪声额定功率由式(9)可知，为了提高GPS接收机的灵敏度，就要减少最小可检测信号功率Simin，因此在接收机电路设计中一方面要考虑尽量降低接收机的总噪声系数Fo，另一方面应设法提高噪声背景下GPS接收机输出端的信噪比So/No。3 GPS接收机天线单元天线单元的主要功能是接收空中GPS卫星信号，从而为接收机射频前端提供较为纯净的完整卫星信号。在接收机设计中，当两个单元电路级联时(如图3所示)，如果第一、二级单元电路的噪声系数和额定功率增益分别为F1、F2和G1、G2，其带宽均为Bn；设级联电路的总噪声系数为Fo，则其实际输出的额定噪声功率No为:其中No12是由于第一级单元电路的噪声在第二级单元电路输出端呈现的额定噪声功率，N2是由于第二级单元电路所产生的噪声功率，且可见，GPS接收机中各级单元电路的内部噪声对级联后总噪声系数的影响有所不同，级数越靠前的单元电路的噪声系数对总噪声系数的影响越大。因此，总噪声系数主要取决于最前面几级单元电路的噪声系数，其中天线热噪声对接收机性能影响最大，故设计时采用接收天线、射频频段选择带通滤波器及高频低噪放(LNA)等器件组成天线单元(如图4所示)。天线单元采用DC 5V供电，其中LNA采用高增益、低噪声、高频放大器MAAM12021，其增益高达21dB、噪声系数低于1.55dB，有利于降低GPS接收机的总噪声系数；其工作频段处于1.51.6GHz，适合于C/A码GPS接收机的频带需求，可满足高增益和低噪声系数的性能指标要求。4 GPS接收机射频单元噪声总是伴随着信号同时出现，尽可能提高噪声背景下输出端的信噪比是改善接收机灵敏度的重要措施。GPS接收机天线单元接收并提供给射频单元的信号频率很高而信道带宽又很窄，要直接滤出所需信道，则需Q值非常大的滤波器，至少目前的技术水平难以满足这一指标；另外高频电路在增益、精度和稳定性等方面的问题，在高频范围直接对GPS卫星信号进行解调很不现实4。为此，在射频单元设计中采用“超外差”式多级变频配合匹配滤波器的电路结构，以消除噪声干扰，解决高频信号处理中所遇到的困难。适合这种电路结构的芯片采用了第二代GPS接收机射频前端GP2010。它采用44引脚、贴面方形封装，主要集成了频率合成器、混频器、自动增益控制(AGC)电路以及数字量化器等。GP2010接收的信号频率与L1载波的卫星信号频率兼容，主要用于设计C/A码GPS接收机的射频单元。微弱的GPS高频信号通过超外差式三级混频电路，去掉了其它信道干扰,获得了足够增益,解调并提取出所需的中频信息。图5给出了前两级超外差式下变频器和带有自动增益控制(AGC)电路的第三级混频器的工作原理图，每经过一次下变频，输出信号的频率降低、幅度增大，而其它信道和频段的干扰则被逐步滤除5。GP2010利用混频器将高频GPS信号搬到很低中频频率的同时引入了镜频干扰，而利用滤波器对镜频干扰的抑制效果取决于镜频频率与信号频率之间的距离，或者说取决于中频频率的高低。如果中频频率高，则信号与镜频相距较远，那么镜频成份就能受到较大抑制；反之，如果中频频率较低，则信号与镜频相隔不远，滤波器对干扰的滤除效果就比较差。由于信道选择在中频进行，同理，较高的中频频率对信道选择滤波器的要求也较高，于是镜频抑制与信道选择形成一对矛盾，而中频频率的选择成为平衡这对矛盾的关键。所以在GPS接收机设计中，通常使用两级或三次变频来取得更好的折衷。由图5可看出，GP2010的三级变频器采用了中心频率分别为175.42MHz、35.42MHz和4.309MHz的三个中频滤波器。各级混频器需要的本振信号均由片内集成锁相环(PLL)频率合成器提供(如图6所示)。它主要由PLL振荡器回路、鉴相器、PLL环路滤波器、分频器和一个完整的1400MHz压控振荡器(VCO)等元件组成。PLL采用10.000MHz参考频率；VCO的控制增益为150MHz/V、输出频率范围为13861414MHz。为了提供高稳定度参考频率源，设计中采用了温度补偿型晶体振荡器(TCXO)自输入阻抗为5k的参考频率端提供10.000MHz的AC小信号频率给PLL振荡器。当PLL相位锁定参考信号时，鉴相器输出逻辑高电平指示相位已锁定，相位锁定时间约需6ms，环路增益约为150dB。VCO输出的1400MHz信号作为第一本振信号，由其分频产生的140.0MHz、31.111MHz信号分别作为第二本振和第三本振信号。当GP2010接收到1575.42MHz的GPS卫星信号时，通过三级变频可得到4.309MHz的中频信号6。为配合通道单元和解算单元完成导航信息的数字提取及信号处理，在5.714MHz采样时钟控制下，GP2010的片内集成数字量化器可实现对4.309MHz的中频卫星信号进行数字量化，从而为通道单元相关器提供TTL电平的2位量化输出，即1.405MHz的二进制符号及量值数字信息，如图7所示。为了得到平稳的中频卫星信号及采样数字输出，该模块同时产生AGC控制信号用于稳定第三级变频(如图5(b)所示)时所产生的中频信号幅度。总之，GP2000芯片组是Zarlink半导体公司为设计GPS接收机而推出的一系列集成电路，采用GP2000芯片组可设计出多通道卫星信号接收设备。在GPS接收机设计中，天线单元的设计着重考虑频段选择和高频低噪放对接收机总噪声系数的影响，以提高接收机灵敏度；射频单元利用频率合成、频率变换、自动增益控制等技术，依靠高品质的中频频率选择、镜频抑制和信道选择滤波器，对所接收的GPS信号进行变频、放大、滤波、采样等一系列处理，从而得到数字中频卫星信号。由此精心设计的超外差式GPS接收机可达到很高的接收灵敏度、频率选择性和较大的动态范围，并具有结构简单、体积小、重量轻、耗电省等优点。专心-专注-专业