自动化或电气自动化专业本科毕业设计(共59页).doc

精选优质文档-倾情为你奉上SHANGHAI UNIVERSITY毕业设计（论文）UNDERGRADUATE PROJECT (THESIS)装订线题 目: 牵引型变频器控制系统的设计目录专心-专注-专业牵引型变频器控制系统的设计摘 要矿用电机车是矿山轨道运输的重要工具。矿用电动车的工作环境恶劣，负载大，启动与制动操作频繁，这就需要电动车的运行系统能够满足大转矩运行，调速平稳，维修简便，使用寿命长。目前，矿用电动车多为直流电动机驱动，直流电动机以其良好的调速性能，简单的调速方式，在矿用电动车控制系统中得以广泛应用，但直流电动机结构复杂，存在电刷维护和换向器火花等缺点，运营成本高，可靠性低，已不能满足发展的需求。随着电力电子技术的发展，采用电力电子变流器的交流传动系统得以实现，交流调速系统具有结构简单、价格低廉、运行可靠、维护量小等优点，交流调速技术飞速发展，所以在矿用电动机车上，交流电动机取代直流电动机已经成为必然。论文在异步电动机的动态数学模型的基础上，分析了矢量控制的基本原理，并给出了 SVPWM 的实现方法，并利用 Matlab/simulink 软件建立了整个调速系统的仿真模型，并对仿真结果进行分析。对异步电动机数学模型进行了标幺化处理，研究了基本物理量及其基值的选取，以及异步电动机在dq坐标系下的标幺化数学模型，并分析了标幺化对坐标变换的影响。设计了以微芯公司dsPIC30f6010A芯片为控制核心的全数字化控制的异步电动机矢量控制系统。实验结果表明，该系统具有良好的静、动态性能。控制系统有较强的带载能力，能够达到预期效果，系统运行稳定可靠，能够满足矿车牵引系统的需要。关键词：标幺化；异步电动机；矢量控制；dsPIC30f6010AABSTRACTMine electric locomotive is an important tool in mine transportation. Due to the working environment, the driving system must meet the need of high torque output, smooth operation, easy to maintain and Long life. Nowadays there are still many DC motor driving locomotives in use, due to the Simple way to speed and convenient control. However, DC motors has several drawbacks as follows: the complex structure, the carbon brushes and commutator easy to wear,the high operating costs, the low reliability. So it can not meet the demand of development. Accompany with the development of power electronics, the AC drive system based on power electronic converters can be achieved. The AC drive system has the advantages of simple structure, inexpensive, reliable operation and easy maintenance. It has became a necessity that AC motor replace the DC motor. Dynamic model of induction motor is discussed firstly. Then the basic principles of vector control is analyzed and implementation of SVPWM method is given. The Simulink establishes a simulation model of the entire control system, and the simulation result is analyzed. The per unit mathematical model of AC motor is analyzed, and the selection of basic physical quantities and their base values are studied. Then the per unit model in dq coordinate system is researched . The per unit coordinate transformation is also discussed .Based on dsPIC30f6010A, the induction motor vector control system is designed. The experiment results show that the system has good static and dynamic performance. The control system has a strong carrying capacity, it can achieve the desired results. And the control system is stable and reliable, it can meet the needs of mine electric locomotive.Keywords: Per Unit; Induction Motor; Vector Control; dsPIC30f6010A第一章 绪论1.1 引言现代电气传动技术是以电子计算机和其它电子装置为主要控制手段，根据物理规律，抽象出数学模型，再以控制理论为基础，通过电力电子装置，以弱电控制强电。我国矿用电动机车，目前多数还是用直流电动机作动力源，直流电动机采用直流斩波控制，具有良好的转速调节性能和转矩的控制性能，但直流电动机结构复杂，存在电刷维护和换向器火花等缺点，运营成本高，可靠性低，已不能满足发展的需求。交流调速系统具有结构简单、价格低廉、运行可靠、维护量小等优点，交流调速技术飞速发展，所以在矿用电动机车上，交流电动机取代直流电动机已经成为必然。高性能的交流调速矢量控制自20世纪70至80年代发展以来，正在逐步取代传统的大功率直流调速控制。作为牵引电气传动的一大领域矿用架线式电动机车，采用变频调速技术已得到广泛应用，尤其是空间矢量变频控制技术更是具有不可比拟的使用价值1。1.2 交流调速相关技术的发展交流变频调速的方法是异步电动机最有发展前途的调速方法。随着电力电子技术的不断发展，微处理器的不断更新，这一技术会得到更为广泛、普遍的应用。由于交流传动技术的广泛应用，与交流传动相关的技术也得到了快速的发展，这些技术的发展也推动了交流传动的进步。交流变频调速系统逐步具备了宽的调速范围、高的稳速范围、高的稳速精度、快的动态响应以及在四象限作可逆运行等良好的技术性能，在调速性能方面可以与直流电动机相媲美。1.2.1 电力电子技术的发展电力电子技术分为电力电子器件制造技术和交流技术两个分支。 一般认为，电力电子技术的诞生是以1957年美国研制出的第一个为标志的，电力电子技术的概念和基础就是由于晶闸管和晶闸管的发展而确立的。此前就已经有用于电力变换的，所以晶闸管出现前的时期可称为电力电子技术的史前或黎明时期。70年代后期以（GTO），电力双极型（BJT），（Power-MOSFET）为代表的全速发展，使电力电子技术的面貌焕然一新进入了新的发展阶段。80年代后期，以绝缘栅极双极型晶体管为代表的复合型器件集驱动功率小，开关速度快，通态压降小，在流能力大于一身，性能优越使之成为现代电力电子技术的主导器件。 现代电力电子技术的发展方向,是从以低频技术处理问题为主的传统电力电子学,向以高频技术处理问题为主的现代电力电子学方向转变。电力电子技术起始于五十年代末六十年代初的硅整流器件,其发展先后经历了整流器时代、逆变器时代和变频器时代,并促进了电力电子技术在许多新领域的应用。八十年代末期和九十年代初期发展起来的、以功率MOSFET和IGBT为代表的、集高频、高压和大电流于一身的功率半导体复合器件,表明传统电力电子技术已经进入现代电力电子时代2。 1.2.2 微处理器的发展在电气传动控制系统中应用的控制器主要有单片机和数字信号处理器（DSP）。而早期的系统完全由模拟电子器件构成，受外界环境的影响很大，难以实现复杂的控制策略。并且，由于模拟器件的集成度不高，一个简单控制系统的硬件结构都很复杂，不利于修改。随着微电子技术的发展，微型计算机的功能不断提高，电气传动领域出现了以微处理器为核心的微机控制系统，单片机在电气传动领域得到了应用。单片机自问世以来，就得到了飞速发展，从最初的8位单片机到现在的16位，32位机。80年代初期出现的数字信号处理器(DSP)具有强大的数据处理能力，又在片内集成了丰富的外围接口，在控制系统中也得到广泛应用。单片机片内集成较多 I/O 接口，但是运算速度较慢，DSP 是面向高速信号处理的，运算速度比单片机要提高一个数量级，但是成本价格较高。为了满足需要，单片机和数字信号处理器正朝着提高集成度、增加位数、提高数据处理能力、增强扩展功能、降低成本的方向发展3。由于数字系统修改方便，对控制策略的实现简便，使得目前的电气传动领域正在由模拟系统向数字系统转换。在电动机控制领域，许多半导体厂商都生产了电动机控制专用微控制器，比如Intel公司的16位单片机80C196MC，MicroChip公司的dsPIC30F系列数字信号控制器，TI公司的24、28系列的DSP16。这些专用微控制器将电动机控制需要的各种特性和功能提取出来，集成到芯片中，用硬件的方式实现了以前需要编写很多软件程序才能实现的功能。对于广大用户来说，是非常方便的。1.2.3 异步电动机变频调速技术的发展目前异步电动机变频调速系统的控制方式有四种45：(1)恒压频比控制，(2)转差频率控制，(3)矢量控制，(4)直接转矩控制。（1）恒压频比控制是基于异步电动机的稳态数学模型，根据电压，电流，频率的幅值进行控制，忽略了相位的影响，在计算中通常要考虑低频电压补偿。这种调速系统调速性能不高，并且是开环控制，所以控制系统结构简单，但是调速精度和动态性能较差。（2）转差频率控制系统中有两个转速反馈环，使它的控制性能得到一定提高，但转差频率控制也是基于异步电动机的稳态数学模型，并不能保持磁通在动态过程中恒定。转速闭环转差频率控制的交流变压变频调速系统的静、动态性能接近转速、电流双闭环的直流电动机调速系统，是一种较好的控制策略。然而，他的性能还不能达到直流双闭环系统的水平6。（3）1971年德国学者BlaSChke等人首先提出了“感应电动机磁场定向控制原理”奠定了矢量控制的理论基础，该原理的基本出发点是:考虑到异步电动机是一个多变量、强祸合、非线性的时变参数系统，很难直接通过外加信号准确地控制电磁转矩，但若以转子磁通这一旋转的空间矢量为参考坐标，利用从静止坐标系到旋转坐标系之间的坐标变换，则可以把定子电流分解为独立的励磁电流分量与转矩电流分量，分别进行控制，这样通过坐标变换重建的感应电动机模型就可以等效为一台直流电动机7。这样就可以把异步电动机看成直流电动机进行控制。（4） 继矢量控制之后，1984年，德国鲁尔大学Depen brock教授提出直接转矩控制。它的特点是直接控制电压空间矢量，直接计算电磁转矩和定子磁通，按定子磁场定向，采用两点式调节产生PWM信号直接对逆变器的开关状态进行控制，以获得转矩的高动态性能。与矢量控制相比，直接转矩控制没有复杂的坐标变换，根据定子电压和电流，计算出电动机的磁链和转矩，并与给定值相比较得到差值，实现磁链和转矩的直接控制。但在低速时，由于转矩脉动引起的转速波动现象限制了该类系统的调速范围8。在各种控制理论基础之上提出的控制策略都有一个共同点，就是这些控制策略都依赖于电动机的数学模型，如果电动机的数学模型不够精确，那控制性能就不高。数学模型的精确性依赖于电动机参数的精确性，如何提高系统对参数变化和各种扰动的鲁棒性是异步电动机控制中需要解决的问题，自适应控制可以有效解决这一难题。在有速度闭环时，往往需要速度传感器，通常采用旋转编码器等速度传感器来进行速度的检测，但采用速度传感器有许多不足之处，首先，速度传感器的安装比较麻烦，有同心度的问题，安装不当将影响测速精度。其次，系统的成本将增加，由于矿用变频器所处的恶劣环境，转速反馈信号极易受到各种干扰。在这种情况下，出现了无速度传感器的电动机转速估算方法。无速度传感器得到的转速的精确性也依赖于电动机参数的精确性。智能控制被认为是自动控制理论、运筹学、人工智能理论的综合，它是自动控制学科发展过程中一个崭新的阶段。目前，智能控制的研究与应用已深入到众多的领域。基于智能控制思想的控制策略，有模糊控制、神经元网络、专家系统等9,10。在电气传动控制系统中，常采用智能控制与传统PI控制结合使用，取长补短，既保证了系统的控制精度，又增加了系统的自学习、自调整及决策能力，提高了系统的智能化程度。根据人工智能理论可以更加精确的模拟电动机的非线性性，以此确定智能控制输出模型的输出量大小，进而确定功率控制器开关模式，这也将是电动机控制的发展方向。1.3 论文的主要研究内容本课题来源于湖南湘潭新昕通用电气有限公司委托的矿用牵引控制系统的开发，旨在采用异步电动机实现矿用大功率牵引系统。其中硬件方案自行设计为主，主要包括：控制器使用microchip公司的dsPIC30f6010A单片机，IGBT模块选用FP75R12KE3，IGBT驱动选用巴马克公司的驱动板。软件采用基于异步电动机动态数学模型的矢量控制算法，包括主程序和PWM中断程序、A/D中断程序、测速定时中断程序、通讯中断程序、和测速捕抓中断程序。课题的主要研究内容包括：1) 研究了异步电动机动态数学模型，分析了矢量控制原理，并用Matlab做了仿真验证。2) 对基于异步电动机的标幺化数学模型的矢量控制进行了推导，并分析了坐标变换中的标幺化问题。分析了在标幺化矢量控制中的采样信号的标幺化过程，并用Matlab做了标幺化矢量控制系统的仿真。3) 以dsPIC30f6010A芯片作为控制器设计控制板，开发了矿用牵引型变频器矢量控制系统；完成了系统主回路和控制回路的硬件电路实现，以及全部软件设计，详细介绍了系统资源的分配、各个中断的安排与设计。第二章 异步电动机矢量控制系统2.1 引言基于稳态数学模型的异步电动机调速系统虽然能够在一定范围内实现平滑调速，但对于轧钢机、数控机床、机器人、载客电梯等动态性能高的对象，就不能完全适用了。异步电动机具有非线性、强耦合、多变量的性质，要获得良好的调速性能，必须从动态模型出发，分析异步电动机的转矩和磁链控制规律。矢量控制系统是一种高性能的交流调速系统，其特点是将异步电动机等效成直流电动机模型，采用直流电动机的方式进行控制。根据实际情况，确定采用转子磁链开环的矢量控制方案。2.2 异步电动机的动态数学模型在研究异步电动机的多变量数学模型时，通常作如下假设6：(1)忽略空间谐波，设三相绕组对称，在空间上互差电角度，所产生的磁动势沿气隙按正弦规律分布；(2)忽略铁芯损耗；(3)不考虑磁路饱和，即认为各绕组间互感和自感都是线性的；(4)不考虑温度和频率变化对电动机参数的影响。2.2.1 异步电动机三相原始数学模型无论异步电动机转子是绕线型还是笼型的，都可以等效成三相绕线型转子，并折算到定子侧，折算后的定子和转子绕组匝数相等。图2-1所示为三相异步电动机的物理模型。定子三相绕组轴线A、B、C在空间是固定的，转子绕组轴线a、b、c以角速度随转子旋转。如以A轴为参考坐标轴，转子a轴和定子A轴间的电角度为空间角位移变量。规定各绕组电压、电流、磁链的正方向符合电动机惯例和右手螺旋定则。图2-1 三相异步电动机的物理模型 电压方程：(2-1) 磁链方程：(2-2)定子、转子各相自感为： (2-3)电感矩阵中各互感如下：(2-4) 转矩方程(2-5) 运动方程 (2-6)其中，是定子和转子相电压的瞬时值，是定子和转子相电流的瞬时值，是各相绕组的磁链，是定子和转子绕组电阻。为负载转矩，为电磁转矩，为电动机的转动惯量，为电动机极对数，为定子漏感，为转子漏感，与定子一相绕组交链的最大互感磁通对应着定子互感。2.2.2 异步电动机在不同坐标系下的数学模型异步电动机三相原始动态数学模型相当复杂，分析和求解这组非线性方程十分困难。在实际应用中必须予以简化，简化的基本方法就是坐标变换：1) 三相-两相变换（3/2变换）在三相对称绕组中，通以三相平衡电流、和，产生旋转的合成磁动势。可以首先分析电流的坐标变换，其原则是产生的合成磁动势相等，并且保持变换前后总功率不变。如图2-2所示，、产生的合成磁动势与，产生的合成磁动势相等，且前后总功率不变。图2-2 三相坐标系和两相坐标系间的变换通过坐标投影计算可得：(2-7)令表示从三相坐标系变换到两相坐标系的变换矩阵，则 (2-8)电压变换阵和磁链变换阵与电流变换阵相同。2) 两相静止-两相旋转变换（2s/2r变换）两相静止绕组ab，通以两相平衡交流电流，产生旋转磁动势。如果令两相绕组转起来，且旋转角速度等于合成磁动势的旋转角速度，则两相绕组通以直流电流就产生空间旋转磁动势。图2-3中绘出从两相静止坐标系ab到两相旋转坐标系dq的变换，变换的原则是产生的合成磁动势相等，由于都是两相坐标系，取绕组匝数相等。图2-3 静止两相坐标系到旋转两相坐标系变换同样通过坐标投影可以计算得： (2-9)式中，表示坐标系与ab坐标系的夹角，所以两相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换阵： (2-10)电压和磁链的旋转变换矩阵与电流旋转变换矩阵相同。在经过3/2变换和旋转变换后，可以得到以下的数学模型和状态方程：(1) 静止两相坐标系中的数学模型电压方程： (2-11)磁链方程：(2-12)转矩方程：(2-13)运动方程：(2-14)(2) 任意旋转坐标系中的数学模型电压方程： (2-15)磁链方程：(2-16)转矩方程: (2-17)运动方程同式(2-14)。其中是dq坐标轴相对于定子的旋转角速度。dq坐标系上的异步电动机具有四阶电压方程和一阶运动方程，所以需要选取五个状态变量。当选择为状态变量时状态方程为：(2-18)式中，电动机漏磁系数，转子电磁时间常数，。当选择为状态变量时状态方程为： (2-19)2.2.3 异步电动机的仿真模型以上分析了不同坐标系下的异步电动机的数学模型，现利用仿真软件MATLAB/SIMULINK对坐标系下的数学模型进行仿真。仿真参数采用与实验室三相异步电动机相同的参数。参数为：额定功率，额定电压，额定电流，极对数，定子电阻，转子电阻，定子自感，转子自感，互感，电动机转动惯量。图2-4异步电动机仿真模型三相正弦对称电压，经3/2变换模块，得到两相电压和，送入坐标系中的异步电动机仿真模型，输出两相电流和经2/3变换模块，得到三相电流、。给电动机加380V，50Hz的三相正弦电压，负载转矩为10，图2-5（a）为电流波形，图2-5（b）为转速波形，图2-5（c）为转矩波形。图2-5（a）电流波形 图2-5（b）转速波形 图2-5（c）转矩波形2.3 空间电压矢量控制技术经典的SPWM 控制主要着眼于使变压变频器的输出电压尽量接近正弦波，并未顾及输出电流的波形。而电流滞环跟踪控制则直接控制输出电流，使之在正弦波附近变化，这就比只要求正弦电压前进了一步。然而交流电动机需要输入三相正弦电流的最终目的是在电动机空间形成圆形旋转磁场，从而产生恒定的电磁转矩6。如果以电动机空间形成圆形旋转磁场目标，把逆变器和交流电动机视为一体，按照跟踪圆形旋转磁场来控制逆变器的工作，这种控制方法称作磁链跟踪控制，因为磁链的轨迹是交替使用不同的电压空间矢量得到的，所以又称为电压空间矢量 PWM（SVPWM）控制。当用三相对称正弦电压向交流电动机供电时，电动机的定子磁链矢量幅值恒定，并以恒定转速旋转，磁链矢量的运动轨迹形成一个圆形的空间旋转磁场。（1）电压矢量与磁链矢量的关系用合成空间矢量表示的定子电压方程式： （2-20）当电动机转速不是很低时，定子电阻压降很小，可以忽略不计，则定子合成电压与合成磁链空间矢量的近似关系为 (2-21)式（2-21）表明，磁链幅值等于电压与频率之比，的方向与磁链矢量正交，也就是磁链圆的切线方向。（2）PWM逆变器的基本电压矢量图2-6 三相电压型PWM逆变器主回路图 2-6 中的 S1S6是 6 个功率开关管，Sa、 Sb 、 Sc 分别代表 3 个桥臂的开关状态。规定：当上桥臂开关管“开”状态时(此时下桥臂开关管必然是“关”状态)，开关状态为 1；当下桥臂开关管“开”状态时(此时上桥臂开关管必然是“关”状态)，开关状态为 0。三个桥臂只有“1”或“0”两种状态，因此Sa、 Sb 、 Sc 形成 000、001、010、011、100、101、110、111 共八种开关模式。其中000,111为零状态，其他六种为有效状态。可以用、八个空间矢量表示。SVPWM的基本原理就是利用这八个基本电压空间矢量生成，从而可以对控制。图2-7为基本电压空间矢量图。图2-7 基本电压空间矢量图（3） 期望电压矢量的合成对于任意位置的电压空间矢量，可以通过 8 个基本空间矢量中的某两个来合成，当期望的输出电压矢量落在某个扇区内时，就用与期望输出电压矢量相邻的两个有效矢量合成期望的输出矢量。所谓的等效，是指在一个开关周期内，产生的定子磁链的增量近视相等。按照平行四边形法则，可以计算出两个矢量的作用时间。 图2-8期望电压矢量的合成以第一扇区为例，用和就可等效所期望的电压空间矢量，如图2-8所示，按照矢量合成法则，可得 （2-22）其中为直流母线电压，（）为电压矢量与所在扇区起始边的交角，与分别为所在扇区起始边电压矢量与终止边电压矢量的作用时间，为调制周期，是零矢量的作用时间。（4） SVPWM的实现方法SVPWM的实现通常以开关损耗和谐波分量都较小为原则，来安排零矢量和基本矢量的作用顺序。采用零矢量分散的方法，将零矢量平均分为四份，在开关周期的首，尾各放一份，在中间放两份。如在第一扇区时，其电压矢量作用顺序可总结为：（000）（100）（110）（111）（110）（100）（000）；在第二扇区时，其电压矢量作用顺序可总结为：（000）（010）（110）（111）（110）（010）（000）。其它扇区的情况可以按此类推。这样我们可以看到，使用此种软件方法生成SVPWM波时，在每个PWM周期中，三相桥臂均有开关动作。图2-9给出了在这种方式下第一和第二扇区内电压空间矢量序列与逆变器三相输出的电压PWM波形。 图2-9 零矢量分布的SVPWM实现2.4 矢量控制基本原理按转子磁链定向的矢量控制的基本思想是通过坐标变换，在按转子磁链定向同步旋转正交坐标系中，得到等效直流电动机模型，仿照直流电动机的控制方法控制电磁转矩与磁链，然后将转子磁链定向坐标系中的控制量反变换得到三相坐标系的对应量，已实施控制6。2.4.1 按转子磁链定向的数学模型令坐标系旋转速度等于转子磁链矢量旋转速度，且使得d轴与转子磁链矢量重合，即为按转子磁链定向同步旋转坐标系。图2-10 按转子磁链定向的空间矢量图由于m轴与转子磁链矢量重合，因此： （2-23）为了保证m轴与转子磁链矢量始终重合，还必须使（2-24）于是得到异步电动机按转子磁链定向的坐标系中的状态方程（2-25）得到坐标系的旋转角速度为 （2-26）将坐标系旋转角速度与转子转速之差定义为转差角频率 （2-27）得到坐标系中的电磁转矩方程： （2-28）转子磁链 （2-29）其中为电动机漏磁系数，为转子电磁时间常数。通过按转子磁链定向，将定子电流分解为励磁分量和转矩分量，使转子磁链仅由定子电流励磁分量产生，而电磁转矩正比于转子磁链和定子电流转矩分量的乘积，实现了定子电流两个分量的解耦，而且还降低了微分方程的阶次。2.4.2 按转子磁链定向的等效直流机模型给异步电动机加交流电流、，相当于三相电流通过3/2变换模块得到两相静止坐标系中的交流电和，再通过旋转变换得到和。以和为输入的电动机模型就是直流电动机模型，如图2-11所示：图2-11异步电动机矢量变换和直流机模型从输入端口看进去，是一台异步电动机。从内部看，经过3/2变换模块和旋转变换，就变成了一台直流电动机。M绕组相当于直流电动机的励磁绕组，相当于励磁电流，t绕组相当于电枢绕组，相当于电枢电流。由状态方程可知，按转子磁链定向的矢量控制系统仅仅实现了定子电流两个分量的解耦，定子电流两个分量的微分仍存在着交叉耦合。采用电流闭环可以抑制这一现象，使实际电流跟随给定电流。2.5 矢量控制系统转子磁链环节是稳定的惯性环节，可以闭环控制，也可以开环控制，而转速环节是不稳定结构，必须是闭环控制。根据转子磁链是否采用闭环控制，控制系统可以分为转子磁链闭环的矢量控制系统和转子磁链开环的矢量控制系统。转子磁链环节采用开环控制，会使系统简单一些，同时由于减少了一个调节器，也会减少系统实际调试的难度。采用磁链开环的控制方式，无需转子磁链幅值，但对于矢量变换而言，仍然需要转子磁链的位置信号，由此可知，转子磁链位置的计算仍然不可避免。转子磁链的位置信号可以由转子磁链模型获得，从而得到转子磁链开环的矢量控制系统，系统结构图如图2-12。图2-12 矢量控制系统结构图其中为转速调节器，为定子电流励磁分量调节器，为定子电流转矩分量调节器。为速度传感器，通过它获得转速信号；、由采样得到的经过3/2变换和旋转变换得到。2.6 矿用机车变频调速方案的确定矿用机车由直流电网供应直流电，通过牵引型变频器将直流电逆变成电压与频率可调的交流电，控制异步电动机以驱动电力机车。针对矿用机车对于控制方式的具体需求，高性能的矿用电车牵引控制系统应满足如下性能要求：1) 要求电动机启动力矩大、低速大转矩输出、过载能力强；2) 电动机能四象限平稳运行，系统响应快；3) 系统能适应非线性影响，包括大功率大电流的强干扰，具有良好的鲁棒性；基于上述对于矿用电车牵引控制系统的要求，在传统的矢量控制系统方案的基础上，采用转子磁链开环代替转子磁链闭环，以简化系统结构，同时由于减少了一个调节器，也会减少系统实际调试的难度。有两种模式：速度模式和转矩模式。由于矿用机车不需要精确的转速，可以略去速度闭环，将定子电流转矩分量作为给定，由司机直接控制，这样不仅简化了系统结构，还可以像驾驶汽车一样控制，对司机而言更容易。转矩模式与直接转矩控制不同，它仍然是矢量控制，它即继承了矢量控制中连续平滑和没有转矩脉动的优点，又可以直接控制转矩。速度模式系统框图如图2-12所示。转矩模式系统框图如图2-13所示。图2-13 矢量控制系统转矩模式结构图其中为定子电流励磁分量调节器，为定子电流转矩分量调节器。为速度传感器，通过它获得转速信号；、由采样得到的经过3/2变换和旋转变换得到。第三章 基于标幺化异步电动机数学模型的矢量控制3.1 引言矢量控制中存在大量的运算，而且对运算的实时性要求很高。在物理量较少的简单控制算法中, 一般采用物理量的有名值运算。但在矢量控制算法中, 参与运算的物理量多, 而且各物理量数值间可相差甚大11。所以用单片机来实现矢量控制算法时会有几个问题: 相差较大的两个数容易产生精度问题，还会容易产生数据溢出问题。在本章中，将分析基于标幺化数学模型的矢量控制技术。分析表明，利用标幺化的方法可以减少矢量控制的运算量，并且在调试过程中可以根据各物理量的标幺值很容易地了解各个控制环节的运行状态。3.2 异步电动机数学模型的标幺化基于标幺化模型的矢量控制实际上是将矢量控制算法中的物理量都选定一个基准值, 将有名值全都变为标幺值。如果基准值选择合理, 使标幺值大多在1 的附近, 这样在标幺化矢量控制中, 参加运算的数相差不大, 运算的精度可以得到保证，也容易控制数据不溢出。但这样的标幺值计算还是基于浮点数形式, 不利于单片机的计算。此时采用Q格式处理这类浮点数,得到某种Q格式的标幺值，单片机可以很方便的对这样的数据进行处理。 3.2.1 基本物理量及其基准值的选取一般而言, 异步电动机动态方程中所有的物理量可以任意选择其对应的基准值, 得到标幺化形式的方程。但这样的标幺化形式的方程与有名值形式的方程在形式上就不一样了，不方便计算。如果以标幺化形式的方程与有名值形式的方程在形式上保持为出发点，那么各个物理量的基准值之间必须满足一定的约束关系。各个物理量的基准值在满足约束关系的前提下, 只有部分物理量的基准值选取是独立的,称之为基本物理量，其他物理量的基准值可以通过约束关系计算而得。在异步电动机矢量控制中, 便于直接控制而又便于检测的物理量是电压和电流信号, 其他物理量，如转速、磁链、转矩等都可以通过电压和电流计算得到，所以选取电动机的电压和电流为基本物理量，再选取时间为基本物理量, 在确定以上三个基本物理量的基准值后, 其他物理量的基准值均可由他们之间约束条件计算出来。在电力系统中通常选取电力设备额定运行时的电压、电流有效值为基准值。 但矢量控制使用的是动态数学模型, 其中物理量都是瞬时值, 所以选取电动机额定运行时的电压和电流幅值为各自的基准值是比较合理的，如式（3-1）。这样矢量控制中出现的标幺化数据在正负1 之间, 便于单片机计算。 （3-1）其中为电机额定运行时的线电压有效值，为电机额定运行时的线电流有效值,为系统额定频率，单位为赫兹。3.2.2 异步电动机在dq坐标系下的标幺化数学模型异步电动机矢量控制算法的大多数运算都是基于dq坐标系下数学模型的，所以应该重点研究dq坐标系下的数学模型的标幺化，也就是要求取dq坐标系下的各物理量的基准值。选取电压、电流和时间为基本物理量, 并且dq坐标系下所有电压量选定同一个基准值 , 电流和时间也分别只选一个基准值和 , 下标dqb 表示这是dq 坐标系下的基准值。相同量纲的物理量有相同的基准值, 这是由物理量的物理本质决定的。其他物理量的基准值均可以用这三个基本物理量表示，如式（3-2）。 （3-2） dq坐标系下的有名值电压方程： (3-3)把（3-2）中各个物理量的基准值代入（3-3）的有名值方程，如=，化简得到标幺化的电压方程（3-4）， (3-4)比较式（3-3）和（3-4），可以看出两个方程在形式上保持一致。同理把式（3-2）代入dq 坐标系下的有名值运动方程、转矩方程和磁链方程，得到的对应的标幺化方程与有名值方程形式上一致。磁链方程：(3-5)转矩方程: (3-6)运动方程：(3-7)这就说明dq坐标系下的所有物理量采用上文的基准值, 得出的标幺化数学模型表达形式与有名值数学模型一致。这就为标幺化矢量控制系统的实现带来了方便，因为标幺化的计算公式与有名值相同，在单片机中可以较简便的实现。3.2.3 标幺化的坐标变换矢量控制涉及到多个坐标系,三相坐标系，两相静止坐标系和旋转坐标系。标幺化控制时，需要研究在不同坐标系下的同一个物理量的基准值之间的关系。只要知道两个坐标系下的基本物理量的基准值之间的关系，就可以由一个坐标系下的基准值求出另一个坐标系下的基准值。有名值的3/2变换方程式： （3-8）取=，即坐标系下的电流基准值与三相静止坐标系下的电流基准值相等，有名值用标幺值代替，如，对式（3-8）化简，可以得到标幺化的3/2变换方程式，如式（3-9）。 （3-9）可以看出有名值的3/2变换方程式与标幺化的3/2变换方程式形式上一致。同理，取=，即坐标系下的电流基准值与坐标系下的电流基准值相等，可以得到标幺值的旋转变换方程式与有名值旋转变换方程式形式上相同。电压变换与电流变换一样，不同坐标系下的基准值相等。时间与空间坐标变换无关，选取相同的基准值。3.3 标幺化的优越性利用上文的各个物理量的基准值，可以得到标幺化的数学模型和有名值的数学模型在形式上一致，可以得到标幺化的矢量控制系统结构图，如图3-1所示。图3-1 标幺化矢量控制系统结构图在矢量控制算法中, 参与运算的物理量多, 而且各物理量数值间可相差甚大11，利用有名值计算时，程序设计较为复杂，同一程序不能用于不同等级的电机，不具有通用性，调试过程中较难根据各物理量的数值了解各个控制环节的运行状态。与有名值相比，基于标幺化的矢量控制算法，具有如下优点：（1）各个物理量的标幺值大多在1