开关电源设计设计.doc

【精品文档】如有侵权，请联系网站删除，仅供学习与交流开关电源设计设计.精品文档. 开关电源设计摘 要随着开关电源在计算机、通信、航空航天、仪器仪表及家用电器等方面的广泛应用, 人们对其需求量日益增长, 并且对电源的效率、体积、重量及可靠性等方面提出了更高的要求。开关电源以其效率高、体积小、重量轻等优势在很多方面逐步取代了效率低、又笨重的线性电源。电力电子技术的发展，特别是大功率器件IGBT和MOSFET的迅速发展，将开关电源的工作频率提高到相当高的水平，使其具有高稳定性和高性价比等特性。开关电源技术的主要用途之一是为信息产业服务。信息技术的发展对电源技术又提出了更高的要求，从而促进了开关电源技术的发展。开关电源的高频变换电路形式很多, 常用的变换电路有推挽、全桥、半桥、单端正激和单端反激等形式。本论文是基于芯片UC3842的小功率高频开关电源系统设计。关键词开关电源；半桥全桥；高频变压器不要删除行尾的分节符，此行不会被打印目 录摘要I第1章 绪论11.1 课题背景11.2 研究的目的及意义21.2.1 课题研究的目的21.2.2课题研究的意义2第2章 开关电源输入电路设计32.1 电压倍压整流技术32.1.1 交流输入整流滤波电路原理32.1.2 倍压整流技术32.2 输入保护器件保护42.2.1 浪涌电流的抑制42.2.2 热敏电阻技术分析52.3 本章小结6第3章 开关电源主电路设计73.1 单端反激式变换器电路的工作原理73.2 开关晶体管的设计83.3 变压器绕组的设计103.4 输入整流器的选择113.5 输出滤波电容器的选择123.6 本章小结12第4章 开关电源控制电路设计134.1 芯片简介134.1.1 芯片原理134.1.2 UC3842 内部工作原理简介134.2 工作描述144.3 UC3842常用的电压反馈电路184.4 本章小结20结论21致谢22参考文献23千万不要删除行尾的分节符，此行不会被打印。在目录上点右键“更新域”，然后“更新整个目录”。打印前，不要忘记把上面“Abstract”这一行后加一空行第1章 绪论1.1 课题背景随着大规模和超大规模集成电路的快速发展，特别是微处理器和半导体存储器的开发利用，孕育了电子系统的新一代产品。显然，那种体积大而笨重的使用工频变压器的线性调节稳压电源已经过时。取而代之的是小型化、重量轻、效率高的隔离式开关电源1。 开关电源技术发展趋势可以归纳以下几点： 1. 小型化、薄型化、轻量化、高频化是开关电源的主要发展方向。 2. 提高可靠性，提高集成度，增加保护功能，拓宽输入电压范围，提高平均无故障时间。 3. 随着频率提高，开关电源的噪声随之增大，降低噪声也是高频开关电源的研究方向。 4. 提高电源装置和系统的电磁兼容性(EMC)。 5. 用计算机软件进行辅助设计与控制，具有高效、高精度、高经济性和高可靠性的优点，可以使开关电源具有最佳电路结构与最佳工作状况。开关电源高频化的实现，与磁性元件和半导体功率器件的发展状况有着密切的关系。隔离式开关电源的核心是一种高频电源变换电路。它使交流电源高效率地产生一路或多路经调整的稳定直流电压。早在70年代，随着电子技术的不断发展，集成化的开关电源就已被广泛地应用于电子计算机、彩色电视机、卫星通信设备、程控交换机、精密仪表等电子设备。这是由于开关电源能够满足现代电子设备对多种电压和电流的需求。随着半导体技术的高度发展，高反压快速开关晶体管使无工频变压器的开关电源迅速实用化。而半导体集成电路技术的迅速发展又为开关电源控制电路的集成化奠定了基础，适应各类开关电源控制要求的集成开关稳压器应运而生，其功能不断完善，集成化水平也不断提高，外接组件越来越少，使得开关电源的设计、生产和调整工作日益简化，成本也不断下降。目前己形成了各类功能完善的集成开关稳压器系列。近年来高反压MOS大功率管的迅速发展，又将开关电源的工作频率从20kHz提高到150-200kHz，其结果是使整个开关电源的体积更小，重量更轻，效率更高。开关电源的性能价格比达到了前所未有的水平，使它在与线性电源的竞争中具有先导之势。当然开关电源能被工业所接受，首先是它在体积、重量和效率上的优势。在70年代后期，功率在100W以上的开关电源是有竞争力的。到1980年，功率在50W以上就具有竞争力了。随着开关电源性能的改善，到80年代后期，电子设备的消耗功率在20W以上，就要考虑使用开关电源了。过去，开关电源在小功率范围内成本较高，但进入90年代后，其成本下降非常显着，当然这包括了功率组件，控制组件和磁性组件成本的大幅度下降。此外，能源成本的提高也是促进开关电源发展的因素之一2。1.2 研究的目的及意义1.2.1 课题研究的目的 随着社会经济的发展，人类已经进入工业时代，并正在转入高新技术产业迅猛发展的时期，电源是向负载提供优质电能的供电设备，是工业的基础3。 本论文的目的就是查阅相关资料，掌握开关电源的内部结构，学习怎样设计小功率开关电源的方法，这以后从事相关事业打下基础，开阔视野，从而提高自身的能力。1.2.2课题研究的意义课题研究的意义在于：当代许多高新技术均与电源的电压、电流、频率、相位和波形等基本技术参数的变换和控制相关，电源技术能够实现对这些参数的精确控制和高效率的处理，因此，电源技术不但本身是一种高新技术，而且还是其评它多项高新技术的发展基础。电源技术及其产业的进一步发展必将为大幅度节约电能、降低材料消耗以及提高生产效率提供重要的手段，并为现代生产和现代生活带来为深远的影响4。第2章 开关电源输入电路设计2.1 电压倍压整流技术2.1.1 交流输入整流滤波电路原理在前面已经提到，隔离式开关电源是直接对输入的交流电压进行整流，而不需要低频线性隔离变压器。现代的电子设备生产厂家一般都要满足国际市场的需求，所以他们所设计的开关电源必须要适应世界范围的交流输入电压，通常是交流90 -130V和180-260V的范围。如图2-1所示。图2-1 输入滤波、整流电路原理输入滤波电路：C1、L1、C2、C3组成的双型滤波网络主要是对输入电源的电磁噪声及杂波信号进行抑制，防止对电源干扰，同时也防止电源本身产生的高频杂波对电网干扰。当电源开启瞬间，要对 C5充电，由于瞬间电流大，加RT1（热敏电阻）就能有效的防止浪涌电流。因瞬时能量全消耗在RT1电阻上，一定时间后温度升高后RT1阻值减小（RT1是负温系数元件），这时它消耗的能量非常小，后级电路可正常工作。2.1.2 倍压整流技术为了实现两种输入电源的转换，要利用倍压整流技术，如图2-2所示。 在图中，两种输入交流电压的转换由开关S1来完成，此外，本电路中的压敏电阻RV和可控硅VS具有浪涌电流抑制、瞬间输入电压保护的功能。电路工作过程如下：当开关S1闭合时电路在115V交流输入电压下作用。在交流电的正半周，通过二极管VD1和电容器C1被充电到交流电压的峰值。即115v×1414160v，在交流电的负半周，电容器C2通过二极管VD4也被充电到160v。这样，电路输出的直流电压应该是电容器C1和C2上充电电压之和即160V十160V320V。当开关S1打开时，极管ValVD4组成了全桥式整流电路，对输入的交流230V进行整流，也同样产生320V的直流电压5。 图2-2 倍压整流电路2.2 输入保护器件保护2.2.1 浪涌电流的抑制隔离式开关电源在加电时，会产生极高的浪涌电流，设计者必须在电源的输入端采取一些限流措施，才能有效地将浪涌电流减小到允许的范围之内。浪涌电流主要是由滤波电容充电引起的，在开关管开始导通的瞬间，电容对交流呈现出很低的阻抗，一般情况下，只是电容的ESR值。如果不采取任何保护措施，浪涌电流可接近几百安培。通常广泛采用的措施有两种，一种方法是：利用电阻双向可控硅并联网络；另一种方法是：采用负温度系数(NTC)的热敏电阻。用以增加对交流线路的阻抗，把浪捅电流减小到安全值6。 电阻双向可控硅技术：采用此项浪涌电流限制技术时，将电阻与交流输入线相串联。当输入滤波电容充满电后由于双向可控硅和电阻是并联的，可以把电阻短路，对其进行分流。这种电路结构需要一个触发电路，当某些预定的条件满足后，触发电路把双向可控硅触发导通。设计时要认真地选择双向可控硅的参数，并加上足够的散热片，因为在它导通时，要流过全部的输入电流。2.2.2 热敏电阻技术分析这种方法是把NTC(负温度系数)的热敏电阻串联在交流输入端或者串联在经过桥式整流后的直流线上。用了RTC热敏电阻的电阻温度特性和温度系数的关系如图2-3所示。 图2-3 热敏电阻的温度系数 RTC热敏电阻的温度系数，用每度百分比(c)表示。当开关电源接通时，热敏电阻的阻值基本上是电阻的标称值。这样，由于阻值较大，它就限制了浪涌电流。当电容开始充电时，充电电流流过热敏电阻，开始对其加热。由于热敏电阻具有负温度系数，随着电阻的加热，其电阻值开始下降，如果热敏电阻选择得合适，在负载电流达到稳定状态时，其阻值应该是最小。这样，就不会影响整个开关电源的效率。 输出过压保护电路的作用是：当输出电压超过设计值时，把输出电压限定在一安全值的范围内。当开关电源内部稳压环路出现故障或者由于用户操作不当引起输出过压现象时，过压保护电路进行保护以防止损坏后级用电设备7。在一般情况下，交流电网上的电压为115v或230v左右，但有时也会有高压的尖峰出现。比如电网附近有电感性开关，暴风雨天气时的雷电现象，都是产生高尖峰的因素。受严重的雷电影响，电网上的高压尖峰可达5kv。另一方面，电感性开关产生的电压尖峰的能量满足下面的公式2-1： （2-1）公式中L是电感器的漏感，I是通过线圈的电流。由此可见，虽然电压尖峰持续的时间很短，但是它确有足够的能量使开关电源的输入滤波器、开关晶体管等造成致命的损坏。所以必须要采取措施加以避免。2.3 本章小结本章介绍了电压倍压整流技术以及输入器件保护。第3章 开关电源主电路设计3.1 单端反激式变换器电路的工作原理 单端反激式变换器电路在其输入和输出回路之间加入安全隔离措施。一般情况下，隔离式开关电源都是用高频变压器作为主要隔离器件。在电路中，它是以变压器的形式出现的，但实际上它起的作用是扼流圈，所以应该称它为变压器扼流圈。所谓单端，就是指的是变压器磁芯仅工作在其磁滞回线的一侧。典型的单端隔离反激式变换器电路结构如图3-1所示。图3-1 隔离单端反激式变换电路及相关波形从电路的工作状态波形可见，电路的工作过程如下：当晶体管VT1导通时，它在变压器初级电感线圈中储存能量，与变压器次级相连接的二极管VD处于反偏压状态，所以二极管VD截止。在变压器次级回路无电流流过，即没有能量传递给负载。当晶体管VT1截止时，变压器次级电感线圈中的电压极性反转过来，使得二极管VD导通，给输出电容C充电，同对在负载RL上也有了电流IL。由于隔离变压器T除了具有初、次级间安全隔离的作用外，它还有变压器和扼流圈的作用，所以在反激式变换器的输出部分一般不需要加电感，但在实际应用中，往往在整流器和滤波电容之间加一个小的电感线圈，用以降低高频开关噪声的峰值8。由于隔离变压器T除了具有初、次级间安全隔离的作用外，它还有变压器和扼流圈的作用，所以在反激式变换器的输出部分一般不需要加电感，但在实际应用中，往往在整流器和滤波电容之间加一个小的电感线圈，用以降低高频开关噪声的峰值，这样的设计便开关电源工作更安全。3.2 开关晶体管的设计如何选择到性能参数合适的主开关与控制电路直接影响到变换器的性能。在这里需要清楚的是作为主开关的晶体管、MOSFET、IGBT或晶闸管的性能均耐压的上升而下降，因此在选择耐压时并不是超高越好，而是适可而止9。合理地选择开关管的额定电压直接影响着变换器的性能，通过了解主开关的电压波形就可以比较准确地预计出主开关的电压峰值。对于不同的电路拓扑和不同的控制方式，要求开关管的额定电压将不同。其输入不同的电压条件下开关管的额定电压与电路拓扑和控制方式的关系如下：1. 交流电不带有PFC功能。 桥式变换器：400-500V； 推挽式变换器：800-900V； 单端正/反激式变换器：600-700V； 单端正激式变换器带有有源箝位：600V；2. 交流电带有PFC功能。 桥式变换器：500-600V； 推挽式变换器：900-1000V； 单端正/反激式变换器：800V； 单端正激式变换器带有有源箝位：800V；3. 直流48V电压系统 桥式变换器：80V； 推挽式变换器：200V； 单端正/反激式变换器：200V； 反激式开关电源的开关管额定电流的选择：在交流电220V电压应用条件下，如果考虑电源电压变化范围在-20%-+20%。选择开关管耐压为600V时，反激开关电源的最大占空比可以设置在0.4，假设效率为80%，电路工作在电流断续模式，在这种工作状态下，在开关管上每流过1A电流可以输出30-32W的输出功率。如果设置最大占空比为0.37左右，则开关管上每流过1A电流可以输出28-30W的输出功率10。考虑到开关管的导通电阻对效率的影响，应该选择开关管的额定电流达到实际电流峰值的3-4倍，如在没有PFC时，电源电压为220*(1±20%)V，这样设计就没有带PFC时优化。在单端反激式变换器电路中。所使用的开关晶体管必须符合两个条件，即在晶体管截止时，要能承受集电极尖峰电压，在晶体管导通时，要能承受集电极的尖峰电流。晶体管截止时所承受的尖峰电压按下面的公式3-1进行计算： （3-1） 公式中，Vin是输入电路整流滤波后的直流电压，max是最大工作占空比。所谓占空比指的是晶体管导通的时间与晶体管的一个工作周期(导通时间十截止时间)之比。为了限制晶体管的集电极安全电压，工作占空比应保持在相对地低一些，一般要低于50，在实际设计时，一般取04左右，这样它就限制了集电极峰值电压。因此，在单端反激式变换器电路设计中，晶体管的工作电压一般在800V以上，通常按900v计算可安全可靠地工作。 按如下粗算考虑：交流输入电压180260V，取260V，260v乘以1.414(有效值)，即是整流后的直流电压V*260×1. 4354V，360V再乘以2.2得800V，实际取900V即可。 第二个设计准则是必须满足晶体管在导遏时的集电极电流的需求，如公式3-2。 （3-2）公式中的Il是变压器初级绕组的峰值电流，而n是变压器初级与次级间的匝数比。为了导出用变换器输出功率和输入电压表达集电慑峰值工作电流的公式，变压器绕组传递的能量可用下式3-3表示： （3-3）公式中，是变换器的效率。 略去推导过程，由输出功率和输入电压表达的晶体管工作电流的公式为3-4： （3-4）3.3 变压器绕组的设计由于在单端反激式变换器电路中，变压器初级绕组只在BH待佐曲线磁滞回线)的一个方向上被驱动，因此，在设计时注意不要使其饱和。在这里，我们只是强调一下，所选择的磁芯一定要有足够大的有效体积，通常应用空气隙来扩大其有效体积，传输变压器有效体积v的计算公式如下3-5： （3-5）Ilamx：最大负载电流; L：变压器次级绕组的电感量；U0：空气的导磁率。其值为15;Ue：所选磁芯的磁性材料的相对导磁率;Bmax：磁芯的最大磁通密度。 相对导磁率从应尽可能选得大一些，以避免由于喂制磁充尺寸和线径，以及铜损和铁损引起磁芯温升过高，选择磁芯的形状时，需要综合考虑应用要求、磁芯的成本、变压器的制作成本、工作温度、电磁干扰。在选择磁芯尺寸时，通常只能作一个大致优估计，最终的产品将根据样机的实际测量数据进行优化设计，几乎每一个磁芯制造厂都会给出选择磁芯尺寸的方法，以方便用户选择，选择磁芯最常用的方法是：图表法和面积乘积法，这章就不作介绍。本文结合具体例子，在经典书籍基础上，提供了更简洁明了的反激变压器设计方法。并对较难理解部分做了详细解释。设计初始条件：输入电压范围：AC 85-265V项目特色：低成本、高交叉调整率。实现该特色关键在于反激变压器设计。在开关管开通时，原边电流不断上升，在Ton结束时至峰值Ip，这个Ip在开关断开的瞬间，会被传递到副边。最初传递到副边的电流在副边的分配原则是：大多数会传递到漏感最小的那一路输出。如果这一路没有用做开关管PWM的反馈控制，它的峰值就会很高。调试中通过对该路增加副边小电感来控制开关关断期间副边调整率的变化率，从而实现了较高的交叉调整率。变压器设计参数：设计前先要确定参数：磁芯，预设频率，最大占空比，输入输出参数，预估效率（用于估算输入平均电流），设计中参数初选如下：磁芯采用NICERA FEER-28L(详细选择步骤参见)，f90kHz，Dmax0.45，最小输入电压Vin110V，输出折合到5V电流10A，效率75。计算变压器，一般选择最低的交流输入电压，最大的输出功率做为工作点，这个是最苛刻的一个点。设计步骤：根据法拉第定律，计算最低输入电压，最大负载条件的原边乍数，如公式3-6所示： （3-6）Bac=kBs(k=0.60.8).在此取k0.6，Vs110V，ton5S，Bac0.37mT，Ae87mm2。代入得到Np28.1，取28。根据输出输入电压计算副边乍数，如公式3-7所示： （3-7） 在此，Np=28，Vo=6.3V，D0.45，Vp110V，代入得：Ns1.96。考虑实际线路中，12V线圈接于5V整流管后，也就是Dmax大概为0.36。副边伏秒值减小，增加了电能传输时间，利于变压器工作。确定开关开通工作时，直流成分Idc和交流成分Iac的大小，Idc和Iac的确定。通过调节气隙大小来实现。选定原则：变压器磁通在满足Bac+Bdc <Bs，取Iac较小值，保证较小损耗的正常工作。3.4 输入整流器的选择整流器的作用是将电网的输入的交流电转化为直流电，为使整流后直流电平滑，通常输入整流器输出端直接并联滤波电容器，单向整流器滤波电路与波形的关系简单，当输入电压为220*(1±20%)V，效率为80%时，I0为0.00625P0，整流器的额定电流应该为0.01875 P0-0.0625 P0。当输入电压为85-265*(1±20%)V，效率为80%时，I0为0.0139P0，整流器的额定电流应该为0.0417P0-0.0139P0。对于反激式变换器，在电流断续工作的状态下，流过整流器的电流峰值为输入电流平均值的1.5-2倍，因此在选择输出整流器时，应该以输出电流平均值的3-5倍作为输出整流器的额定电流。整流器的额定电压应该为最高输入电压的效值的3倍以上，其原因是电网中存在瞬态过电压，通常输入电压220*（1±20%）V或是85-265V应该选择600V以上电压的整流器和二极管，3.5 输出滤波电容器的选择对于中小输入功率开关电源的工作频率除少数因价格原因的限制而仍采用20-40kHz，大多数均在50kHz以上，DC/DC电源模块大多在300kHz以上，大功率开关电源的开关频率受主开关的开关速度限制而一般在20-40kHz,尽管开关频率有所不同，但是开关电源的输出整流器滤波电容器的作用基本相同，主要是利用滤波电容器吸收开关频率及高次谐波频率的电流分量，从而滤除其纹波电压的分量。普通电解电容器作为工频整流滤波是可以完全胜任的，但是随着开关电源的开关频率的不断提高，普通电解电容器的ESR和寄生电感将不能很好的适应高频整流滤波的要求。可见反激开关电源的输出滤波电容器承受的纹波电流最大，因此，在设计时应该充分考虑到这一问题，通常的解决办法是增加输出滤波电容器的电容并联个数，如果受体积的限制，则应该尽量选择较低的ESR的滤波电容器。所以，从尽可能 洒泪输出滤波电容器的纹波电流角度出发选择合适的滤波电容器。3.6 本章小结本章依据单端反激式变换器电路的工作原理，依次对开关晶体管、变压器绕组、输入整流器、输入滤波电容器进行了设计选择。第4章 开关电源控制电路设计4.1 芯片简介4.1.1 芯片原理UC3842 芯片是开关电源用电流控制方式的脉宽调制集成电路。与电压控制方式相比在负载响应和线性调整度等方面有很多优越之处。该电路主要特点有：内含欠电压锁定电路； 低起动电流（典型值为0.12mA）；稳定的内部基准电压源 ；大电流推挽输出（驱动电流达1A）；工作频率可到500kHz ；自动负反馈补偿电路；较强的负载响应特性。4.1.2 UC3842 内部工作原理简介 图4-1 示出了UC3842 内部框图和引脚图，UC3842采用固定工作频率脉冲宽度可控调制方式，共有8个引脚，各脚功能如下：1. 脚是误差放大器的输出端，外接阻容元件用于改善误差放大器的增益和频率特性；2. 脚是反馈电压输入端，此脚电压与误差放大器同相端的2.5V基准电压进行比较，产生误差电压，从而控制脉冲宽度；3. 脚为电流检测输入端，当检测电压超过1V时缩小脉冲宽度使电源处于间歇工作状态；4. 脚为定时端，内部振荡器的工作频率由外接的阻容时间常数决定；5. 脚为公共地端,提供芯片工作参考地端；6. 脚为推挽输出端，上升、下降时间仅为50ns 驱动能力为±1A ，通过一个电阻与外部功率管相连；7. 脚是直流电源供电端，具有欠、过压锁定功能，芯片功耗为15mW，一路与电源输出端相连，一路与辅助电源相连；8. 脚为5V基准电压输出端，有50mA 的负载能力，该电压源具有极好的温度稳定性。芯片供电分为两个阶段：启动阶段、正常工作阶段。启动时，输入电压必须达到16V，电压小于16V时，芯片工作电流小于1mA。 图4-1 UC3842 内部原理框图  4.2 工作描述UC3842A具有高性能、固定频率、电流模式控制器，为设计者提供使用最少外部组件的高性能价格比的解决方案。UC3842A，是专门设汁用于出线和直流直流变换器应用的高性能、固定频率、电流模式控制器，为设计者提供使用最少外部组件的高性能价格比的解决方案。代表性的内部结构图如图4-2所示： 图4-2 UC3842内部结构图振荡器：振荡器频率由定时组件RT和CT选择值决定。电容CT由5.0V的参考电压通过电阻RT充电，充至约2.8V,再由一个内部的电流宿放电至1.2V。在CT放电期间，振荡器产生一个内部消隐脉冲保持“或非”门的中间输入为高电子，这导致输出为低状态，从而产生丁一个数量可控的输出静区时间。图4-3显示输出静区时间与频率关系曲线它们都是在给定的CT值时得到的。注意尽管许多的Rt和Ct值都可以产生相同的振荡器频率，但只有一种组合可以得到在给定频率下的特定输出静区时间。振荡器门限是温度补偿的，放电电流在T=2 5叫被微调并确保在±1 0之内，这些内部电路的优点使振荡器频率及晨大输出占空比的变化最小。正很多噪声敏感应用中，可能希望将变换器频率锁定至外部系统时钟上。为了可靠的锁定，振荡器自振应频率设为比叫钟频率低10左右。图4-3所示为多单元同步的一种方法。通过修整时钟波形，可以实现准确输出占空比箝位。 图4-3 输出静区时间与频率关系曲线误差放大器：提供一个有可访问反相输入和输出的全补偿误差放大器。此放大器从有90dB的典刮自流电流增益和只有57度相位余量的1.0MHz的增益为1带宽 同相输入在内部偏置于2.5V而不经管脚引出。典刑情况下变换揣输出电压通过一个电阻分压器分压，并由反向输入监视。最大输入偏置电流为2.0uA，它将引起输出电压误差，后者等于输入偏置电流和等效输入分压器源电阻的乘积。误差放大器输出(管脚1)用于外部回路补偿 。输出电压因两个二极管压降而失调(14V)并在连接至电流取样比较器的反相输入之前被三分，这将在管脚l处于其最低状态时(V0l)，保证在输出(管脚6)不出现驱动脉冲。这发生在电源正在工作并且负载被取消时，或者在软启动过程的开始 。最小误差放大器反馈电阻受限于放大器的拉电流(0.5mA)和到达比较器的10V箝位电子所需的输出电压(V0H)如4-1公式所示： （4-1）电流取样比较器和脉宽调制锁存器：UC3842A作为电流模式控制器工作，输出开关导通山振荡器起始，当峰值电感电流到达误差放大甜输出补偿(管脚1)建立的门限电平时中止。这样在逐周基础上差信号控制峰值电感电流。所用的电流取样比较器脉宽调制锁存配置确保在任何给定的振荡器周期内，仅有一个单脉冲出现在输出端。电感电流通过插入一个与输出开关Q1的源极串联的以地为参考的取样电阻Rest转换成电压。此电压由电流取洋输入(管脚3)监视并与来自误差放大器的输出电平相比较。在正常的工作条件下，峰值电感电流由管脚1上的电压控制，其中公式4-2： （4-2）当电源输出过载或者输出电压取样丢失时，异常的工作条件将出现。在这些条件下，电流取样比较器门限将被内部箝位至10V。因此最大峰值开关电流为公式4-3： （4-3）当设计一个大功串开关稳压揣时为了保持RS的功耗在个合理的水平上希望降低内部嵌位电压，使用丁两个外部二极管来补偿内部二极管，以便在温度范田内有固定箝位电压。如果Ipk(max)箝位电压降低过多将导致由于噪声拾取而产生的不误操作。通常正电流波形的前沿可以观察到一个窄尖脉冲，当输出负载较轻时，它可能会引起电源不稳定。这个尖脉冲的产生是由于电源变压器匝间电容和输出整流管恢复时间造成的。在电流取样输入端增加一个RC滤波器，使它的时间常数接近尖脉冲的持续时间，通常将消除不稳定性。欠压锁定：采用两个欠压锁定比较器来保证在输出级被驱动之前，集成电路已完全可用。正电源端(Vcc)和参考输出(Vref)各由分离的比较器监视。每个都具有内部的滞后，以防止在通过它们各自的门限时产生错误输出动作。Vcc比较器上下门限分别为：UCX842A 16V/10V。Vref比较器高低门限为3.6V/3.4V。大滞后和小启动电流使得UCX842A特别适合干需要有效的自举启动技术的离线变换器应用中。最小工作电压：UCX842A为11V，输出这些器件有一个单图腾柱输出级，是专门设计用来自接驱动功率MOSFET的，在1.0nF负载下时，它能提供高达±1.0a的峰值驱动电流和典型值为50ns的上升、下降时间。驱动电路设计：驱动电路是电力电子主电路与控制电路之间的接口，是实现主电路中的电力电子器件按照预定设想运行的重要环节。驱动电路的基本任务是将控制电路发出的信号转换为加在电力电子器件控制端和公共端之间，可以使其开通或者关断的信号。同时驱动电路通常还具有电气隔离及电力电子器件的保护等功能。电气隔离是实现主电路及控制电路之间电量的隔离，在含有多个开关器件的电路中，电气隔离通常是保证电路正常工作的必要环节，同时电气隔离可以减少主电路噪声对控制电路的影响，并提高控制电路的安全性。 通常，PWM型开关电源把输出电压的采样作为PWM控制器的反馈电压，该反馈电压经PWM控制器内部的误差放大器后，调整开关信号的占空比以实现输出电压的稳定。但不同的电压反馈电路，其输出电压的稳定精度是不同的。本文首先对电流型脉宽控制器UC3842常用的三种稳定输出电压电路作了介绍，分析其各自的优缺点。4.3 UC3842常用的电压反馈电路输出电压直接分压作为误差放大器的输入，如图4-4所示，输出电压Vo经R2及R4分压后作为采样信号，输入UC3842脚2（误差放大器的反向输入端）。误差放大器的正向输入端接UC3842内部的2.5V的基准电压。当采样电压小于2.5V时，误差放大器正向和反向输出端之间的电压差经放大器放大后，调节输出电压，使得UC3842的输出信号的占空比变大，输出电压上升，最终使输出电压稳定在设定的电压值。R3与C1并联构成电流型反馈。图4-4 辅助电源输出电压分压作为误差放大器的输入当输出电压升高时，单端反激式变压器T的辅助绕组上产生的感应电压也升高，该电压经过D2，D3，C15，C14，C13和R15组成的整流、滤波和稳压网络后得到一直流电压，给UC3842供电。同时该电压经R2及R4分压后作为采样电压，送入UC3842的脚2，在与基准电压比较后，经误差放大器放大，使脚6输出脉冲的占空比变小，输出电压下降，达到稳压的目的。同样，当输出电压降低时，使脚6输出脉冲的占空比变大，输出电压上升，最终使输出电压稳定在设定的值。 这种电路的优点是采样电路简单，副边绕组、原边绕组和辅助绕组之间没有任何的电气通路，容易布线。缺点是并非从副边绕组直接得到采样电压，稳压效果不好，实验中发现，当当电源的负载变化较大时，基本上不能实现稳压。该电路适用于针对某种固定负载的情况。如图4-5所示，该开关电源的电压采样电路有两路：一是辅助绕组的电压经D1，D2，C1，C2，C3，R9组成的整流、滤波和稳压后得到16V的直流电压给UC3842    图4-5 采样电路的综合供电，另外，该电压经R2及R4分压后得到一采样电压，该路采样电压主要反映了直流母线电压的变化；另一路是光电耦合器、三端可调稳压管Z和R4，R5，R6，R7，R8组成的电压采样电路，该路电压反映了输出电压的变化；当输出电压升高时，经电阻R7及R8分压后输入Z的参考电压也升高，稳压管的稳压值升高，流过光耦中发光二极管的电流减小，流过光耦中的光电三极管的电流也相应的减小，误差放大器的输入反馈电压降低，导致UC3842脚6输出驱动信号的占空比变小，于是输出电压下降，达到稳压的目的。该电路因为采用了光电耦合器，实现了输出和输入的隔离，弱电和强电的隔离，减少了电磁干扰，抗干扰能力较强，而且是对输出电压采样，有很好的稳压性能。缺点是外接元器件增多，增加了布线的困难，增加了电源的成本。该电压采样及反馈电路由R2，R5，R6，R7，R8，C1，光电耦合器、三端可调稳压管Z组成。当输出电压升高时，输出电压经R7及R8分压得到的采样电压（即Z的参考电压）也升高，Z的稳压值也升高，流过光耦中发光二极管中的电流减小，导致流过光电三极管中的电流减小，相当于C1并联的可变电阻的阻值变大（该等效电阻的阻值受流过发光二极管电流的控制），误差放大器的增益变大，导致UC3842脚6输出驱动信号的占空比变小，输出电压下降，达到稳压的目的。当输出电压降低时，误差放大器的增益变小，输出的开关信号占空比变大，最终使输出电压稳定在设定的值。因为，UC3842的电压反馈输入端脚2接地，所以，误差放大器的输入误差总是固定的，改变的是误差放大器的增益（可将线性光耦中的光电三极管视为可变电阻）。4.4 本章小结本章根据芯片的原理对开关电源控制电路进行了设计。千万不要删除行尾的分节符，此行不会被打印。“结论”以前的所有正文内容都要编写在此行之前。结论通过对高频开关电源基本理论的研究，对开关变换器拓扑结构的分析，设计出一种实用的电源，使得充电模块的重量更轻、体积更小、效率更高、安全可靠性更高。通过这次的设计我得出一下结论：1. 开关电源采用了电压一电流双闭环的控制方式，但又与传统的双闭环控制方式有所不同，传统的双闭环控制方式是电压误差为电流环的给定，而此系统在同一时刻只用一个环起控制作用，这是由开关电源模块的实际应用背景所决定的。 2.电压反馈信号和电流反馈信号都是从主电路的输出端实时采集，分别与电压设定值和电流设定值进行比较后经过光祸输入到UC3842的INV(误差反向输入端)，控制脉冲信号的占空比，达到闭环调节的目的。其中在UC3842的外围电路中，应用了反馈电流尖峰消隐技术，使得系统的调节效果得到改善。这次设计存在着不足：1. 为了降低开关管的损耗，可以在开关管两端的电压为零或者流过电流为零时，进行管子的导通和关断，使开关管的损耗为零，这就是当前研究的非常热门的软开关技术。2. 没有涉及到有源功率因数校正问题，当前有关单相有源功率因数校正理论已经比较成熟，但三相有源功率因数校正问题还存在着许多问题，希望在将来的工作中能工弥补这点的不足。 致谢感谢孙老师在学习、科研方面给予了耐心的指导，在生活等其它方面给予了亲切的关怀。孙老师的学识、严谨的治学态度，不断创新的科学精神，使我敬佩不已;将科学研究与工程实践紧密结合的工作方法使我受益匪浅，我所取得的收获中凝结着他的心血，在此谨向席老师致以衷心的感谢!感谢和我一起上大学的同学们对我的照顾！谢谢他们与我同甘共苦走过三年的大学生岁月。感谢我的父母 ，是他们在我背后默默的支持着我，没有他们，就没有今天的我！最后我想向老师、父母、同学说一声：谢谢你们的支持，你们辛苦了。参考文献1 侯振义.直流开关电源技术及应用M.北京：电子工业出版社,2006.42 华伟，周文定.现代电力电子器件及其应用M.北京：北方交通大学 出版社、清华大学出版社,2002.178-1343 周志敏，周纪海，纪爱华.现代开关电源控制电路设计及应用M.北京：人民邮电出报社，2005.5：31-344 王鸿麟，景占荣.通信基础电源M.西安电子科技大学出版社，2001.1:2