寄生电容对串联谐振电容器充电电源特性的影响.docx

寄生电容对串联谐振电容器充电电源特性的影响寄生电容对串联谐振电容器充电电源特性的影响lijuan导语：软开关串联谐振电容器拓扑因其在较宽的电压范围内具有平均充电电流恒定和抗短路才能强的特点而用于对高压电容器充电。摘要：软开关串联谐振电容器拓扑因其在较宽的电压范围内具有平均充电电流恒定和抗短路才能强的特点而用于对高压电容器充电。但开关频率固定的串联谐振充电电源的恒流特性因直流母线电压的波动和高压变压器和整流单元的分布电容的影响，其充电电流并不是恒流。该文分析了理想和实际的串联谐振充电电源的充电电流特性。提出了采用图表法对串联谐振电源进展参数设计和调试，克制了以往高压脉冲电源设计和调试时的盲目性，具有重要的工程实用价值。关键词：电力工程串并联谐振寄生参数恒流电容器充电电源CCPS随着脉冲功率技术的开展，高压脉冲电源的需求越来越广，且越来越多。在开关频率固定的情况下，理想串联谐振充电拓扑因其能在较宽的电压范围内具有平均充电电流恒定的特点，且抗负载短路才能强，被广泛用于对高压电容器充电。但实际装置中的串联谐振充电电流并不恒定，主要原因有：充电时直流母线电压会发生变化；变压器存在分布电容；高压整流器存在极间电容。进而给参数设计和设备调试带来了一定困难。目前，通常是通过不断地改变谐振参数进展调试，直至找到适宜的谐振参数，调试周期长，造成不必要的人力和财力浪费。国内外有关分布电容影响的报道极少，文献提到了由于分布电容的影响，充电电流随着输出电压的升高而减小，但未作深化研究；文献BowlesEE,ChapelleS.Ahighpowerdensity,highvoltagepowersupplyforpulsedradasystemC.The21thInternationalPowerModulatorSymposium,1994：170-173.实现了一个串并联谐振CCPS，但未对电路工作特性作详细深化研究。本文研究了理想串联谐振电容器充电电源的电流特性和实际串联谐振电容器充电电源的电流特性，分析了充电系统中高压变压器和高压整流二极管的寄生参数的影响，采用等值电路来描绘变压器和二极管中复杂的寄生电容，并且可以通过试验来测得，指出由于变压器和二极管寄生电容的存在，使所设计的高压串联谐振充电电源变成了一个高压串并联谐振充电电源，其充电电流并不恒定。文中对软开关串并联谐振CCPS进展了系统分析，得出其固有的一些重要特性，同时给出了一个具有重要实用价值的图表，通过这个图表能快速设计谐振参数，改变以往通过往复改变谐振参数并不断进展试验来设计和调试高压充电电源的方法。文中通过一个25kW的高压脉冲电源系统作为实例，验证了采用图表法的有效性。理想串联谐振CCPS的工作特性高压电容器充电电源的主电路拓扑如图1所示，变压器变比为n，L为谐振电感，C1为谐振电容，TS为开关周期，T1为谐振周期，fS为开关频率，TS>2T1，开关管工作在软开关状态。在所有串联谐振CCPS中，设Co、Vco分别为充电电容和充电电压，均有n2Co>>C1成立。平均充电电流为由式1可知,当Vsubin/sub、L、Csub1/sub、和fsubS/sub恒定,平均充电电流恒定，电容器电压呈线性上升，但实际装置中由于变压器和高压整流二极管并不是理想器件，变压器存在分布电容，高压整流二极管也存在极间电容，开环控制的串联谐振CCPS的平均充电电流并不恒定，电压上升曲线并不线性。实际的串联谐振CCPS高频升压变压器和高压整流二极管的分布电容对充电电流的工作状态影响较大，是不能被忽略的。变压器的分布电容较为复杂，在高频高压升压变压器中，为减小变压器体积和漏感，通常采用导磁率较高的铁芯，如超微晶合金材料，变压器原边匝数较少；为减少变压器原副边耦合，通常设有屏蔽绕组；进而可以忽略原边分布电容、原、副边分布电容的影响。变压器的激磁电抗较大，其影响可以以忽略。于是实际的串联谐振电容器充电电路可等效于图2所示电路。可以看出，实际电路变成了一个串并联谐振充电电路。与串联谐振CCPS不同，串并联谐振CCPS的谐振经过与输入电压、充电电容电压、串联谐振电感、串联谐振电容、并联谐振电容有关，因此在半个开关周期存在多种工作情况，各种工作情况下又存在不同的工作形式，各个工作形式的谐振频率也不尽一样，其工作经过相对于理想串联谐振CCPS要复杂得多。由于谐振频率和开关频率较高，在一个谐振周期中充电电容电压变化非常小，因此可将一个谐振周期的串并联谐振充电等效成输出电压不变的串并联谐振充电。设等效至变压器原边的充电电容电压为Vo。根据在一个谐振周期中充电电流的有、无可分为以下3种情况。分析之前定义如下变量：情况1：充电电流在正负谐振周期内均存在，那么有如下3种工作形式。形式1：Qsub1/sub、Qsub3/sub导通，vsub2/subtsub0/sub=Vo，整流二极管Dsub5/sub、Dsub7/sub导通，谐振电流i>0，充电电流isubo/sub=i，此形式等效电路如图3a所示，电压、电流方程为当串联谐振电流为0即tsub1/sub时刻时，该形式完毕，可得到如下表达式：形式2：当itsub1/sub=0时，谐振电流开场反向i故由式24和27可得如下结论：1工作在该情况下的条件是Vsubo/sub0，充电电流isubo/sub=0，等效电路如图4a所示。形式2：当vsub2/subtsub1/sub=Vsubo/sub时，整流二极管Dsub5/sub、Dsub7/sub导通，isubo/sub=i，其等效电路如图4b所示。形式3：当谐振电流itsub2/sub仿情况1分析，可得如下结论：1工作在该情况下的条件是Vsubin/sub/k+1仿情况1分析，可得如下结论：工作在该情况下的条件是Vsubo/sub>2Vsubin/sub/k+1，充电电流为零。根据上面3种情况得分析，可得到串并联谐振CCPS具有如下性质：1k一定时，随Vsubo/sub/Vsubin/sub的变化关系一样；2充电电压最高可到达2Vsubin/sub/k+1。根据上面的性质，通过仿真可以得到不同k值情况下的随Vsubo/sub/Vsubin/sub的变化曲线，如图6所示，该图可用于谐振参数设计和调试。曲线从上到下k值依次为：0；0.02；0.05；0.1；0.2；0.3；0.4；0.5；0.6；0.7；0.8；0.9；1.0；2.0；3.0；4.0；6.0；8.0；19.0。由图6可得如下结论：1开环控制的串并联谐振CCPS，其充电电流随着输出电压的升高而减小，平均充电电流不恒定；2Vsubo/sub/Vsubin/sub一样时，随着k变大，其越小，要进步高电压时的充电电流，就必须减小k值；3k一样时，IMG/uploadpic/THESIS/2020/2/2020022916273426245D.jpg/IMG随Vsubo/sub/Vsubin/sub的增大而减小；4最高输出电压为2Vsubin/sub/k+1，当k>1时，输出电压不能到达输入电压。设计实例及实验根据图6可方便地进展谐振参数设计和设备调试。设计要求：充电电容为2560F，输入电压为380V±10%，充电电压为025kV可调，充电电流恒定为1A。根据输入电压和输出电压，选择变压器变比n=60。为使整个充电经过平均充电电流恒定，充电至25kV时充电电流仍能到达1A，因此，必须采用闭环控制。闭环设计的原那么是：在所允许的最高开关频率下，在最高输出电压时平均充电电流仍能到达所要求的恒定充电电流值。测得变压器及整流二极管折算至原边的等效分布电容为0.155F，变压器漏感3H，最高开关周期定为60s，调频范围为11.8kHz16.7kHz，谐振参数设计步骤如下：1由式1设计理想串联谐振CCPS下TsubS/sub=2Tsub1/sub所需谐振电容，得Csub1/sub=0.9F。2计算最大Vsubo/sub/Vsubin/sub下充电电流大小，Vsubo/sub/Vin=0.9,k=0.17，查图6可得，此时充电电流为0.44A。3调整谐振电容，选择Csub1/sub=1.55F，那么k=0.1，可算得最大Vsubo/sub/Vsubin/sub下充电电流为1.09A，知足要求。由此可算得谐振电感L=14.7H，考虑线路压降和确保电路工作在软开关状态，适当减小谐振电感，取L=13.2H含变压器漏感。根据上面所设计的谐振参数进展了实验，实验波形如图7所示。可以看出，为保持充电电流恒定，随着输出电压的升高，开关频率变高，实测充电电压为23kV时变换器效率为92.7%。实验说明，所设计的谐振参数完全知足设计要求，该装置已用于神光III能源系统。分析了在串联谐振电容器充电电源中变压器分布电容和高压整流二极管极间电容的影响，得出了分布电容与谐振电容比值一样时，充电电流特性一样的结论；提出了采用图表法进展谐振参数设计和调试，并给出了该图表，通过实例设计和实验进展了验证。