2022年开关电源学习笔记.docx

精选学习资料 - - - - - - - - - 学习必备 欢迎下载开关电源笔记三种基础拓扑（buck boost buck-boost）的电路基础：V OFF,关断时间1, 电感的电压公式VLdILI,推出 I V× T/LdtT2, sw 闭合时,电感通电电压V ON,闭合时间tONsw 关断时,电感电压tOFF3, 功率变换器稳固工作的条件： ION IOFF即,电感在导通和关断时,其电流变化相等；那么由 1,2 的公式可知, V ON L × I ON/ tON , V OFF L× I OFF/ tOFF ,就稳固条件为 伏秒定律 ：V ON× tONV OFF× tOFF4, 周期 T,频率 f,T 1/f ,占空比 DtON/Tt ON/（tONtOFF） tOND/f TD tOFF（ 1D）/f 电流纹波率r P51 52 r I/ I L2IAC/I DC 对应最大负载电流值和最恶劣输入电压值 IEt/L H EtV× T（时间为微秒）为伏微秒数,L H为微亨电感,单位便于运算rEt/（ IL × L H）IL × L HEt/rL HEt/（r* I L）都是由电感的电压公式推导出来r 选值一般 0.4 比较合适,详细见 P53 电流纹波率 r I/ I L2IAC/I DC 在临界导通模式下,IACIDC,此时 r2 见 P51 r I/ I LVON× D/Lf IL VO× （ 1D）/Lf ILL VON× D/rf IL 电感量公式 ：LV O × （ 1D） /rf I LV ON× D/rf I L 设置 r 应留意几个方面：A,I PK（ 1r/2）× I L开关管的最小电流,此时r 的值小于 0.4 ,造成电感体积很大；B,保证负载电流下降时,工作在连续导通方式 P24-26,最大负载电流时 r I/ I LMAX ,当 r 2 时进入临界导通模式,此时 r I/ I x2负载电流 I x（ r /2）I LMAX 时,进入临界导通模式 ,例如：最大负载电流 3A ,r 0.4,就负载电流为（ 0.4/2）× 30.6A 时,进入临界导通模式防止进入临界导通模式的方法有1,减小负载电流2,减小电感（会减小 I,就减小 r）3,增加输入电压P63 1/2× L× I2 PK,防止磁饱和；电感的能量处理才能1/2× L× I2电感的能量处理才能用峰值电流运算确定几个值 :r 要考虑最小负载时的 出电压 VO最终确认 L 的值r 值 负载电流 I L I PK 输入电压范畴 VIN 输基本磁学原理 ：P71 以后花时间渐渐看电磁场与电磁波用于EMC 和变压器2H 场 ：也称磁场强度,场强,磁化力,叠加场等；单位A/m Wb/m2B 场 ：磁通密度或磁感应；单位是特斯拉（T）或韦伯每平方米恒定电流 I 的导线,每一线元dl 在点 p 所产生的磁通密度为dBk× I× dl× aR/RdB 为磁通密度, dl 为电流方向的导线线元,aR为由 dl 指向点 p 的单位矢量,距离矢量名师归纳总结 为 R, R 为从电流元dl 到点 p 的距离, k 为比例常数；第 1 页,共 15 页在 SI 单位制中 k0/4,0=4× 10-7H/m为真空的磁导率；- - - - - - -精选学习资料 - - - - - - - - - 就代入 k 后, dB 学习必备欢迎下载B40CIdlR 3R0× I× dl × R/4R 3 对其积分可得磁通量 ：通过一个表面上B 的总量 Bds,假如 B 是常数,就 BA ,A 是表S面积HB/ B H, 是材料的磁导率；空气磁导率 0=4× 10-7H/m 法拉第定律（楞次定律）：电感电压 V 与线圈匝数 N 成正比与磁通量变化率VN× d /dt NA× dB/dt线圈的电感量：通过线圈的磁通量相对于通过它的电流的比值 L=H*N /I磁通量 与匝数 N成正比,所以电感量L 与匝数 N的平方成正比； 这个比例常数叫电感常数,用 AL 表示,它的单位是nH/ 匝数2（有时也用nH/1000 匝数2）L=AL*N2*10-9H 所以增加线圈匝数会急剧增加电感量如 H是一闭合回路,可得该闭合回路包围的电流总量 结合楞次定律和电感等式 V L dI 可得到 dt VN× d /dt NA× dB/dt L× dI/dt 可得功率变换器 2 个关键方程 ： BL I/NA 非独立电压方程BLI/NA HdlIA ,安培环路定律 BV t/NA 独立电压方程BAC B/2 VON × D/2NAf 见 P72-73N 表示线圈匝数, A 表示磁心实际几何面积（通常指中心柱或磁心资料给出的有效面积 Ae）BPK LI PK/NA 不能超过磁心的饱和磁通密度由公式知道,大的电感量,需要大的体积,否就只增加匝数不增加体积会让磁心饱和磁场纹波率对应电流纹波率 r r2IAC/I DC2BAC/B DC BPK（ 1r/2）BDCBDC2BPK / （r 2）BPK（ 12/r）BACBACr BPK / （r 2） B2 BAC 2r BPK / （r 2）名师归纳总结 磁心损耗 ,打算于磁通密度摆幅 B,开关频率和温度第 2 页,共 15 页磁心损耗单位体积损耗× 体积,详细见P75-76 - - - - - - -精选学习资料 - - - - - - - - - 学习必备 欢迎下载Buck 电路5,电容的输入输出平均电流为0,在整个周期内电感平均电流负载平均电流,所以有：I LIo 6, 二极管只在 sw 关断时流过电流,所以 IDIL× （ 1 D）7, 就平均开关电流 IswIL× D 8, 由基尔霍夫电压定律知：Sw 导通时： VIN V ONVO VSW VONVIN VOVSW VIN VO 假设 V SW 相比足够小V OVIN VONVSW V IN V ONSw 关断时： VOFF VOVD VOVOFF VD V OFF 假设 VD 相比足够小9, 由 3、4 可得 DtON/（tONtOFF）V OFF/（V OFF V ON）由 8 可得： DV O/ （V IN V O） V ODV O/ V IN10,直流电流 I DC电感平均电流 I L,即 IDCI LI o 见 5 11,纹波电流 I AC I/2 VIN（1D）D/ 2Lf VO（1 D） /2Lf 由 1,3、4、9 得, IV ON× tON/L （ V INVO）× D/Lf （ VINDVIN）× D/Lf VIN（1D）D/ Lf I/ t ONV ON/L（ V IN V O）/L IV OFF× tOFF/L V OT（1D）/L V O（1D）/Lf I/ t OFFV OFF/L V O/L 12,电流纹波率r I/ I L2IAC/I DC 在临界导通模式下,IAC IDC,此时 r2 见 P51 r I/ I LVON× D/Lf IL VINVO× D/Lf I LV O × （ 1D）/Lf I LV O× （ 1D）/Lf I L13,峰峰电流 I PP I2IACr× IDCr× IL14,峰值电流 I PKIDC IAC（ 1r/2）× IDC（ 1r/2）× IL（ 1r/2）× IO最恶劣输入电压的确定：V O、Io不变, VIN对 IPK的影响：名师归纳总结 DV O/ V INV IN增加 D I , IDCIO,不变,所以IPK第 3 页,共 15 页要在 V IN 最大输入电压 时设计 buck 电路p49-51 - - - - - - -精选学习资料 - - - - - - - - - 例题：变压器的电压输入范畴是学习必备欢迎下载5v,最大输出电流是5A ；假如开关频15-20v,输出电压为率是 200KHZ ,那么电感的举荐值是多大？解：也可以用伏微秒数快速求解,见 P69 （1）buck 电路在 V INMAX =20V 时设计电感（2）由 9 得到 DV O/ V IN5/200.25（3）L=V O× （ 1D）/ rf I L5*1-0.25/0.4*200*10 3*5=9.375 H （4）I PK（ 1 r/2）× I O（ 1+0.4/2 ）*5 6A （5）需要 9.375 H 6A 邻近的电感例题： buck 变换器,电压输入范畴是 18-24v,输出电压为 12v,最大负载电流是 1A ；期望电流纹波率为 0.3（最大负载电流处） ,假设 V SW 1.5V,VD 0.5V,并且 f150KHz ；那么挑选一个产品电感并验证这些应用；解： buck 电路在最大输入电压 V IN 24V 时设计15,二极管只在 sw 关断时流过电流负载电流,所以 IDIL× （ 1 D） IO16,就平均开关电流 IswIL× D 17,由基尔霍夫电压定律知：Sw 导通时：V IN VONVSW VONVINVSW V ONVIN 假设 VSW相比足够小Sw 关断时：V OFF V INVO VD VO VOFFVINVD V OVOFFVIN 假设 V D 相比足够小V OFFVOVDVIN V OFFVOVIN18,由 3、4 可得 DtON/（tON tOFF）V OFF/（V OFF V ON）由 17 可得： D（ V OV IN）/ （V OV IN） V IN （V OV IN）/ V OV INV O× （ 1 D）19,直流电流 I DC电感平均电流 I L,即 IDCI O/（ 1D）20,纹波电流 I AC I/2 VIN× D/2Lf VO（1D）D/2Lf 由 1,3、4、17,18 得, IV ON× tON/L VIN × TD/L 名师归纳总结 - - - - - - -第 4 页,共 15 页精选学习资料 - - - - - - - - - 学习必备 欢迎下载V IN× D/Lf I/ t ONV ON/LV IN/L IV OFF× tOFF/L （ V OVIN） T（1D）/L V O（1D）D/Lf I/ t OFFV OFF/L （ V OV IN）/L 21,电流纹波率r I/ I L2IAC/I DC 在临界导通模式下,IAC IDC,此时 r2 见 P51 r I/ I LVON× D/Lf IL VO× （ 1D）/Lf ILL VON× D/rf IL rV ON× D/Lf ILVIN× D/Lf IL =V O× （ 1D）/Lf ILVOVIN× （ 1D）/Lf I L 电感量公式 ：LV O × （ 1D） /rf I LV ON× D/rf I L r 的正确值为 0.4,见 P52 22,峰峰电流 I PP I2IACr× IDCr× IL23, 峰值电流 I PKIDC IAC（ 1r/2）× IDC（ 1r/2）× IL（ 1r/2）× IO/（1D）最恶劣输入电压的确定：要在 VIN 最小输入电压 时设计 boost 电路 p49-51 例题：输入电压范畴 12-15V ,输出电压 24V ,最大负载电流 2A,开关管频率分别为 100KHz 、200KHz 、1MHz ,那么每种情形下最合适的电感量分别是多少？峰值电流分别是多大？能量 处理要求是什么？解：只考虑最低输入电压时,即V IN12V 时, D（V OV IN） / V O（ 24-12） /240.5 I LIO/（1D） 2/（ 1-0.5） 4A 如 r0.4,就 I PK（ 1 r/2）× I L（ 1+0.5/2 ）× 44.8A 电感量 LV ON× D/rI Lf 12*0.5/0.4*4*100*100037.5 H37.5*106H f200KHz L 18.75 H, f1MHz L 3.75 H 24,二极管只在sw 关断时流过电流负载电流,所以IDIL× （ 1 D） IO25,就平均开关电流 IswIL× D 26,由基尔霍夫电压定律知：Sw 导通时：V IN VONVSW VONVINVSW V IN 假设 V SW相比足够小Sw 关断时：V OFF V OVD VOVOFFVD V OFF 假设 V D 相比足够小 V OFFVO 27,由 3、4 可得 DtON/（tON tOFF）名师归纳总结 - - - - - - -第 5 页,共 15 页精选学习资料 - - - - - - - - - 学习必备 欢迎下载V OFF/（V OFF V ON）由 26 可得： DV O/（V OV IN ）V INV O× （ 1 D） /D 28,直流电流 I DC电感平均电流 I L,即 IDCI LI O /（1D）29,纹波电流 I AC I/2 VIN× D/2Lf VO（1D）/2Lf 由 1,3、4、26,27 得, IV ON× tON/L VIN × TD/L V IN× D/Lf I/ t ONV ON/L= V IN /L IV OFF× tOFF/L V OT（1D）/L V O（1D）/Lf I/ t OFFV OFF/L V O/L 30,电流纹波率r I/ I L2IAC/I DC 在临界导通模式下,IAC IDC,此时 r2 见 P51 r I/ I LVON× D/Lf IL VO× （ 1D）/Lf ILL VON× D/rf IL rV ON× D/Lf ILVIN× D/Lf ILrV O× （ 1D）/Lf IL= V O× （ 1D）/Lf IL31,峰峰电流 I PP I2IACr× IDCr× IL32,峰值电流 I PKIDC IAC（ 1r/2）× IDC（ 1r/2）× IL（ 1r/2）× IO /（1D）最恶劣输入电压的确定：要在 VIN 最小输入电压 时设计 buck-boost 电路 p49-51 第 3 章 离线式变换器设计与磁学技术在正激和反激变换器中,变压器的作用：1、电网隔离2、变压器“ 匝比” 打算恒比降压转换功能；绕组同名端, 当一个绕组的标点端电压升至某一较高值时,另一个绕组标点端电压也会升至较高值；同样, 全部标点端电压也可以同一时间变低；由于它们绕组不相连,但在同一个磁心上,磁通量的变化相同；P89 漏感： 可看作与变压器一次电感串联的寄生电感；开关关断的时刻, 流过这两个电感的电流为 IPKP,也即为一次电流峰值；然而,当开关关断时,一次电感所储备的能量可沿续流通路（通过输出二极管）传递,但是漏感能量却无传递通路,所以就以高压尖峰形式表现出来；一般把尖峰简洁的消耗掉名师归纳总结 - - - - - - -第 6 页,共 15 页精选学习资料 - - - - - - - - - 学习必备 欢迎下载反激变换器P93 Vin 一次等效模型二次等效模型V INV INR= V IN /n i_in IINI INR=I IN*n Cin CINn2* C INl Lp Ls=Lp/ n2Vsw Vsw Vsw/n Vo V OR=V O*n V Oi_out IOR=I O/n I O中心值IOR/1-D= I O /n*1-D I O/1-D Co Co/ n2Co Vd V D *n V D占空比D D 纹波率r r 反激在轻负载时进入DCM ,在重载时进入CCM 模式例子： P96 74w 的常用输入 90VAC270VAC 反激变换器,欲设计输出为 5A/10A 和 12V/2A ；设计合适的反激变压器,假定开关频率为 150KHz ,同时,尽量使用较经济的额定值为 600V 的MOSFET ；解：名师归纳总结 反激可简化为buck boost 拓扑第 7 页,共 15 页- - - - - - -精选学习资料 - - - - - - - - - 学习必备 欢迎下载1,确定 VOR和 VZ最大输入电压时, 加在变化器上的整流直流电压是 V INMAX 2 *VAC MAX =270 2 =382V Mosfet 的额定电压 600v,裕量取 30v,漏极的尖峰电压为 V INVZ 382+ VZ 570 V Z188V,需选取标准的 180v 稳压管V Z /V OR1.4 时,稳压管消耗明显下降,就 V ORV Z /1.4128V 匝比假设 5V 输出二极管正向压降为 0.6V ,就匝比为：nV OR/（V OVD） 128/（5+0.6） 22.86 最大占空比（理论值）V INMIN2 *VAC MAX =902 =127V D= V OR / V OR + V INMIN =128/128+127=0.5 这时为 100效率一次与二次有效负载电流如输出功率集中在 5V,其负载电流为I O74/5 15A 一次输入负载电流为 IOR IO /n 15/22.860.656A 占空比输入功率 PINPo/效率 74/0.7105.7W 平均输入电流 I INPIN/V IN105.7/1270.832A I IN/D I LR由于输入电流只在开关导通时才有I OR/（1D） ILR由于输出电流只在开关断开时才有I IN/D IOR/（ 1D） D IIN /（ I INIOR） 0.832/（ 0.832+0.656） 0.559 一次和二次电流斜坡实际中心值二次电流斜坡中心值为（集中功率时）I LIO/（1D） 15/（10.559） 34.01A 一次电流斜坡中心值I LRIL/n34.01/22.861.488A 峰值开关电流取 r0.5 就 IPK（ 1r/2）× ILR 1.25× 1.4881.86A 伏秒数输入电压为 V INMIN 时, V ONV IN127V 导通时间 tOND/f 0.559/150*10 33.727s 所以伏秒数为 Et VON× tON127× 3.727473 V s 一次电感名师归纳总结 - - - - - - -第 8 页,共 15 页精选学习资料 - - - - - - - - - 学习必备 欢迎下载L HEt/（r* I LR） 473/（0.5*1.488 ） 636 H离线式变压器,需降低高频铜耗、减小变压器体积等各种缘由,r 通常取 0.5 磁心挑选 P99,为体会公式,待实践磁心面积 Ae1.11CM 2匝数如前面的电压相关方程 BLI/NA ,就 NLI/BA ,此时的 B 应当为 B LI 伏秒数 Et, B2 BAC2r B PK / （r 2）铁氧体磁心 B PK0.3T 就有一次绕组匝数（和书上的运算公式不一样,需要公式变换）np LI/ （ B*Ae）Et/ 2r B PK / （r 2） *A 1+2/r*Et/2 B PK* Ae -4 473*10-61+2/0.5/2*0.3*1.11*1035.5 匝就 5V 输出的匝数是 ns np/n 35.5/22.861.55 匝 2 匝 取整数反过来运算 np ns*n 2*22.86 45.72 46 匝12V 绕组的匝数是 （121）/（50.6）*2=4.64 5 匝,二极管压降分别取 1V 和 0.6V 实际的磁通密度变化范畴 BLI/NA Et/ NA 0.0926 T BPK B（r 2）/2r 0.2315T 磁隙磁芯间距导线规格和铜皮厚度挑选是个问题,后续看名师归纳总结 - - - - - - -第 9 页,共 15 页精选学习资料 - - - - - - - - - 学习必备 欢迎下载反激电源设计实例：34006820 的待机部分,变压器 11003877 20w 待机电源 5V/4A ,超薄电源用,要求变压器体积小,待机电流小于 30mA ,开关频率67KHz ,电压输入范畴 85-264VAC, 650V 的芯片内置 MOSFET 1,假设 效率 0.75 Po 20W PinPo/ 20/0.75 26.667W 2,DC电压输入范畴：最小输入电压 VDCMIN2 *85120.19V ,如下图,电容充电的问题,电压有 10 15的变化,所以 VDCMIN120.19*0.9108.2V VDCMAX2 *264373.3V 3,确定最大占空比 D MAX在 CCM 下,一般 D 小于 0.5,防止谐波振荡；取典型值 DMAX 0.43 反射电压 V ROD MAX /（1D MAX ）× VDCMIN0.43/ （1-0.43 ）*120.19 90.67V 公式原理是初级次级绕在同一个磁心上,其磁通总量 相等 P90 变压器的磁心面积一样,不同的就是匝数初级的 p Bp*Ae Bs*Ae s 次级的磁通总量 BpV t/NA V INt ON/NpAeVDCMIN* DMAX /fNpAe 在开关导通时间 BsVo*t OFF/ NsAe （ Vo+VF） *（1 DMAX）/fNsAe 在开关断开时间推出 VDCMIN* D MAX /Np （Vo+VF）* （1 D MAX）/Ns 匝比 n Np /Ns = VDCMIN* DMAX / （Vo+VF）*（1 D MAX） 15.4 实际为 14名师归纳总结 V ROn（Vo+VF）= V DCMIN* DMAX / （1 DMAX） 108.2*0.43/0.5781.625V第 10 页,共 15 页4,变压器的初级电感Lp 反激有 CCM 和 DCM 两种工作模式,随负载和输入电压的变化而变化,超薄电源为将变压器最小化 ,将初级电感取小,在最小输入电压时,将电路工作在临界导通模式,就正常工作时都是在 DCM 模式；此时电流的纹波率r 2 - - - - - - -精选学习资料 - - - - - - - - - 学习必备 欢迎下载LV ON× tON/ IVIN× D/f rILVIN× D/f rPIN/ DV INV INMIN× DMAX 2/ f rP IN （ 108.2*0.43）2/ （26.667*2*67*10 3） 605.8 H 实际 600 H5,确定磁芯和初级线圈的最小匝数挑选磁心有有几种不同的公式,有算磁心体积的, 有算磁心截面积和开窗面积乘积的；总之,要适应本电源的实际应用,就要挑选扁平的磁心；熟知开关电源设计 供应的公式磁心体积 Ve0.7* （2+r）2/r * PIN/f f 单位为 KHz p99 Ve 2229mm 3实际挑选变压器,要求是扁平的外形,压低高度,利于超薄电源设计；Np（1+2/r ）*V ON*D/ （2*B PK*Ae*f ）（ 1+2/r ）*V INMIN *Dmax/ （2*B PK*Ae*f ） P100 P72 （ 1+2/2）*120.19*0.43/ （2*0.3*141*10-6*67*10 3） 16.4 如取 B 0.2,就 Np24.6 匝 规格书没有磁心的 Ae,实际测量的为 Ae 141mm 2,供应商供应的实际变压器为 28 匝6 确定输出匝数 匝比 n Np/Ns V RO/（Vo VF） 90.67/ （5.1+0.6 ） 15.91 实际为 14就 5V 输出的匝数为 Ns 24.6/15.911.55 就为 2 匝, 1 匝漏感大, 实际是 2 匝 就 Np2*15.91 31.82 32 匝, 实际 28 匝 VCC匝数为 n（ VCCVF）/ （ VoV F）（ 16+0.6）/（5.1+0.6 ） 2.91 NVCC2*2.91 5.82 6 匝, 实际为 7 匝 磁心气隙运算,也有不同的运算方式第 5 章 导通损耗和开关损耗开关损耗与开关频率成正比Vgs 电压增大,到超过MOSFET 供应的最大负载电流值后,就是“ 过驱动”,有助于减小导通电阻；MOSFET 导通关断的损耗过程 P145 1、 导通过程中,开关两端电压,直到电流转换完成才开头变化；即 VI 有交迭 2、 关断过程中,直到开关两端电压转换完成,其电流转换才开头导通损耗, mosfet 的导通损耗与占空比有关,与频率无关寄生电容有效输入电容Ciss,输出电容Coss,反向传输电容Crss,他们与极间电容的关系如下：CissCgsCgd CossCds Cgd CrssCgd 就有下式（ Ciss,Coss ,Crss 在产品资料中有）CgdCrss CgsCissCrss CdsCoss Crss 名师归纳总结 - - - - - - -第 11 页,共 15 页精选学习资料 - - - - - - - - - 门极开启电压学习必备欢迎下载mosfetVt ,mosfet 的栅极有开启电压,只有栅极电压超过开启电压,才能使完全导通,即把流过 mosfet 的电流超过 1mA 时的状态定义为导通状态；所以传导方程要改 gId/Vgs gId/ （VgsVt）如上图简化模型,mosfet 导通和关断各有 4 个阶段 P150 导通是 Id 电流先增加t2, Vd 电压后减小t3；电流增加时间是对Cg 充电从 Vt 到 Vt Io/g的时间；电压减小的时间是利用Cgd 流出电流驱动电阻电流关断是 Vd 电压先增加 t2,Id 电流后削减 t3；电压增加时间是利用 Cgd 流出电流驱动电阻电流；电流削减是 Cg 放电从 Vt Io/g 到 Vt 的时间t1 阶段导通过程 t1,Vgs 从 0 上升到开启电压 Vt,对 CgCgsCgd 充电关断过程 t1,Vgs 下降到最大电流时电压t2 阶段,有交越损耗导通过程 t2,Vt Io/g,CgCgsCgd 放电Id 从 0 上升到 Io g* （VgsVt ）,Vgs 连续上升到 Vt Io/g,对 Cg CgsCgd 充电 Vd 因漏感显现小尖峰,其余 VdVin 不变；t2 是对 Cg 充电从 Vt 到 Vt Io/g 的时间；关断过程 t2,名师归纳总结 Vgs 被钳位于 Vt Io/g 不变,由于Io 不变, VgsVt Io× g 也不变；所以Cgs 没有电流第 12 页,共 15 页Vd 从 0 变至 Vin,所以有电流流过Cgd 注入栅极,同时有同样电流通过Rdrive 流出；t2 时间,由 ICdv/dt /t 由上行知道 =（Vt Io/gVsat）/Rdrive Vsat 为驱动电路的晶体- - - - - - -精选学习资料 - - - - - - - - - 管导通电压,一般为0.2v 学习必备欢迎下载就 t2 阶段时间为 Cgs× Vin × Rdrive/ （Vt Io/g Vsat）t3 阶段,有交越损耗导通过程 t3 Vgs 被钳位于Vt Io/g 不变,由于IdIo 不变, VgsVt Io× g 也不变；所以Cgs 没有电流Vd 从 Vin 变至 0,所以有电流流过Cgd 流出栅极,同时有同样电流通过Rdrive 流入；用这个来运算该阶段的时间；关断过程 t3 Vgs 由 Vt Io/g 连续下降到 Vt , CgCgsCgd 放电,Id 从 Iog* （VgsVt ）下降到 0 Vd 因漏感显现小尖峰,其余 VdVin 不变t4 阶段该阶段,导通 Vgs 连续 Cg 充电,关断 Cg 连续放电；其它不变栅荷系数,用来描述寄生缓冲电容的影响；目前都基于极间电容为定值来分析通断 P155 Idrive 是驱动电路,通过Rdrive 的电流t1t2*dt依据 CQ/V ,QgsCiss× （ Vt Io/g） QgsIdrive0将 ICdV/dt 代入 t3（ Vin 变化为 0）,Qgd Cgd× Vin Qgdt1t2t3*dtt1tIdrive2单独分析 t3,将 CQ/V 代入该点, QgCiss× （ 0.9× Vdrive ） Qgd Qgt1t2t3t4*dtIdrive0实际例子：假设开关管的工作条件是：电流22A 、电压 15V 、频率 500KHz ；其最低驱动电阻（一个幅值 4.5V 的脉冲通过它作用于栅极）是2 ；关断时,开关管的关断电阻是1 ；据此运算出其开关损耗和导通损耗；CissQgs/（Vt Io/g） 8/（1.05+22/100 ） 6299pF 在指定的曲线上 Ciss4200pF 就缩放比例为 Scaling6299/42001.5 Ciss4200*1.5 6300pF Coss800*1.5 1200pF Crss500*1.5 750pF 就 CgdCrss750pF CgsCissCrss 63007505550 pF 名师归纳总结 - - - - - - -第 13 页,共 15 页精选学习资料 - - - - - - - - - 学习必备 欢迎下载CdsCoss Crss1200750450 pF CgCgsCgd6300 pF 导通时时间常数是 Tg Rdrive × Cg2*6300pF 12.6ns 电流传输时间为t2 Tg × In1 Io/g × （ Vdrive Vt ）= 12.6× In1 22/100 × （4.5 1.05） 0.83ns 电压传输时间为t3Vin × （Rdrive × Cgd）/ Vdrive Vt+Io/g 15*（2*0.75 ）/4.51.05+22/100=6.966ns 所以,导通过程的交叉时间是tcross_turnont2t30.83+6.9667.796ns 因此,导通的交叉损耗是P cross_turnon1/2× Vin × Io× tcross_turnon× fsw1/2*15*22*7.8*10-