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电源开关设计的基本概念工作在开关两种状态下的电路，就叫开关电路。利用开关电路设计的电源，叫开关电源。驱动电路：不同的电路对驱动电路要求不同有的驱动电路是一个PWM控制器，比如步进电机的驱动有的驱动电路是一个电压放大器，例如功放中的前置放大器有的驱动电路是一个电流放大器，例如音箱的驱动电路就是一个音频率功率放大器 电源开关的使用较为复杂，甚至让大多数电子产品设计人员都感到困惑，特别是对那些非电源管理专家而言。在各种各样的应用中，例如：便携式电子产品、消费类电子产品、工业或电信系统等，广大设计人员正越来越多地使用电源开关。这些电源开关的使用方式多种多样，包括控制、排序、电路保护、配电甚至是系统电源开启管理等。当然，每一种用法都需要有不同特性的电源开关解决方案。本文针对在不同应用中设计人员使用电源开关时需要考虑的重要规范和概念进行了总结，并介绍了一些可能的解决方案，旨在帮助设计人员选择一种最佳方案。很明显，在选择电源开关前我们应该问自己的第一个问题就是：我们想要用这个开关来做什么？虽然这是一个简单的问题，但答案却能帮助我们定义完美的产品。使用电源开关的方式有数种，最为常见的是：1控制、配电和排序(即开启/关闭电源轨来启用某个子系统或者为多个负载配电)2短路保护或者过电流/过电压保护(USB电流限制、传感器保护、电源轨短路保护)3管理接通浪涌电流(即电容充电时)4选择电源(即多路复用或ORing)或者负载分配。开关电源定义及应用开关电源就是用通过电路控制开关管进行高速的导通与截止将直流电*为高频率的交流电提供给变压器进行变压，从而产生所需要的一组或多组电压的电源。开关电源由以下几个部分组成：一、主电路从交流电网输入、直流输出的全过程，包括：1、输入滤波器：其作用是将电网存在的杂波过滤，同时也阻碍本机产生的杂波反馈到公共电网。2、整流与滤波：将电网交流电源直接整流为较平滑的直流电，以供下一级变换。3、逆变：将整流后的直流电变为高频交流电，这是高频开关电源的核心部分，频率越高，体积、重量与输出功率之比越小。4、输出整流与滤波：根据负载需要，提供稳定可靠的直流电源。二、控制电路一方面从输出端取样，经与设定标准进行比较，然后去控制逆变器，改变其频率或脉宽，达到输出稳定.开关电源的三个条件1、开关：电力电子器件工作在开关状态而不是线性状态2、高频：电力电子器件工作在高频而不是接近工频的低频3、直流：开关电源输出的是直流而不是交流开关电源主要有以下特点：1.体积小、重量轻：由于没有工频变压器，所以体积和重量只有线性电源的2030%。2.功耗小、效率高：功率晶体管工作在开关状态，所以晶体管上的功耗小，转 化效率高，一般为6070%，而线性电电源只有3040%。开关电源的工作原理是:1.交流电源输入经整流滤波成直流;2.通过高频PWM(脉冲宽度调制)信号控制开关管,将那个直流加到开关变压器初级上;3.开关变压器次级感应出高频电压,经整流滤波供给负载;4.输出部分通过一定的电路反馈给控制电路,控制PWM占空比,以达到稳定输出的目的.交流电源输入时一般要经过厄流圈一类的东西,过滤掉电网上的干扰,同时也过滤掉电源对电网的干扰; 在功率相同时,开关频率越高,开关变压器的体积就越小,但对开关管的要求就越高; 开关变压器的次级可以有多个绕组或一个绕组有多个抽头,以得到需要的输出; 一般还应该增加一些保护电路,比如空载、短路等保护,否则可能会烧毁开关电源.主要用于工业以及一些家用电器上，如电视机，电脑等单片开关电源反馈电路的四种基本类型（1）基本反馈电路；（2）改进型基本反馈电路；（3）配稳压管的光耦反馈电路；（4）配TL431的光耦反馈电路。配TL431的光耦反馈电路，其电路较复杂，但稳压性能最佳。这里用TL431型可调式精密并联稳压器来代替普通的稳压管，构成外部误差放大器，进而对UO作精细调整，可使电压调整率和负载调整率均达到±0.2，能与线性稳压电源相媲美。这种反馈电路适于构成精密开关电源。开关电源模块损坏的主要原因分析：      1 开关电源模块没有按照实际直流负载N1配置，（负载电流充电电流设定为蓄电池组额定容量10%。）；2模块经常处于满载运行；3系统均流原因，引起某个模块处于满载运行；4机房环境温度过高影响；5没有定期清洗模块滤网（滤网过脏容易引起模块稳定，堆积温度不能及时散出，）；6模块内灰尘过多（由于灰尘的侵入.堆积造成故障的隐患），可用气泵清除灰尘；7 谐波影响。开关电源的基本控制原理开关电源的基本控制原理一开关电源的控制结构：一般地，开关电源大致由输入电路、变换器、控制电路、输出电路四个主体组成。如果细致划分，它包括：输入滤波、输入整流、开关电路、采样、基准电源、比较放大、震荡器、V/F转换、基极驱动、输出整流、输出滤波电路等。实际的开关电源还要有保护电路、功率因素校正电路、同步整流驱动电路及其它一些辅助电路等。下面是一个典型的开关电源原理框图，掌握它对我们理解开关电源有重要意义。图2-1：开关电源的基本结构框图    根据控制类型不同，PM（脉冲调制）电路可能有多种形式。这里是典型的PFM结构。二开关电源的构成原理：（一）输入电路：线性滤波电路、浪涌电流抑制电路、整流电路。作用：把输入电网交流电源转化为符合要求的开关电源直流输入电源。1线性滤波电路：抑制谐波和噪声。2浪涌滤波电路：    抑制来自电网的浪涌电流。3整流电路：    把交流变为直流。    有电容输入型、扼流圈输入型两种，开关电源多数为前者。（二）变换电路：含开关电路、输出隔离（变压器）电路等，是开关电源电源变换的主通道，完成对带有功率的电源波形进行斩波调制和输出。这一级的开关功率管是其核心器件。1开关电路驱动方式：自激式、他激式。变换电路：隔离型、非隔离型、谐振型。功率器件：最常用的有GTR、MOSFET、IGBT。调制方式：PWM、PFM、混合型三种。PWM最常用。2变压器输出  分无抽头、带抽头。半波整流、倍流整流时，无须抽头，全波时必须有抽头。（三）控制电路：向驱动电路提供调制后的矩形脉冲，达到调节输出电压的目的。基准电路：提供电压基准。如并联型基准LM358、AD589，串联型基准AD581、REF192等。采样电路：采取输出电压的全部或部分。比较放大：把采样信号和基准信号比较，产生误差信号，用于控制电源PM电路。V/F变换：把误差电压信号转换为频率信号。振荡器：产生高频振荡波。基极驱动电路：把调制后的振荡信号转换成合适的控制信号，驱动开关管的基极。（四）输出电路：整流、滤波。把输出电压整流成脉动直流，并平滑成低纹波直流电压。输出整流技术现在又有半波、全波、恒功率、倍流、同步等整流方式。开关电源设计过程流程介绍开关电源设计过程流程介绍1 目的 希望以简短的篇幅,将公司目前设计的流程做介绍,若有介绍不当之处,请不吝指教. 2 设计步骤: 2.1 绘线路图、PCB Layout. 2.2 变压器计算. 2.3 零件选用. 2.4 设计验证. 3 设计流程介绍(以DA-14B33为例): 3.1 线路图、PCB Layout请参考资识库中说明. 3.2 变压器计算: 变压器是整个电源供应器的重要核心,所以变压器的计算及验证是很重要的,以下即就DA-14B33变压器做介绍. 3.2.1 决定变压器的材质及尺寸: 依据变压器计算公式   Ø B(max) = 铁心饱合的磁通密度(Gauss) Ø Lp = 一次侧电感值(uH)  Ip = 一次侧峰值电流(A)ؠؠNp = 一次侧(主线圈)圈数 Ø Ae = 铁心截面积(cm2)  依铁心的材质及本身的温度来决定,以TDK Ferrite Core PC40为例,100时的B(max)为3900 Gauss,设计时应考虑零件误差,所以一般取30003500 Gauss之间,若所设计的power为Adapter(有外壳)则应取3000 Gauss左右,以避免铁心因高温而饱合,一般而言铁心的尺寸越大,Ae越高,所以可以做较大瓦数的Power.Ø B(max) 3.2.2 决定一次侧滤波电容: 滤波电容的决定,可以决定电容器上的Vin(min),滤波电容越大,Vin(win)越高,可以做较大瓦数的Power,但相对价格亦较高. 3.2.3 决定变压器线径及线数: 当变压器决定后,变压器的Bobbin即可决定,依据Bobbin的槽宽,可决定变压器的线径及线数,亦可计算出线径的电流密度,电流密度一般以6A/mm2为参考,电流密度对变压器的设计而言,只能当做参考值,最终应以温升记录为准. 3.2.4 决定Duty cycle (工作周期): 由以下公式可决定Duty cycle ,Duty cycle的设计一般以50%为基准,Duty cycle若超过50%易导致振荡的发生. Ø NS = 二次侧圈数  一次侧圈数Ø NP = Ø Vo = 输出电压 Ø VD= 二极管顺向电压 Ø Vin(min) = 滤波电容上的谷点电压  工作周期(Duty cycle)Ø D =3.2.5 决定Ip值: Ø Ip = 一次侧峰值电流 Ø Iav = 一次侧平均电流 Ø Pout = 输出瓦数 Ø 效率 Ø PWM震荡频率 3.2.6 决定辅助电源的圈数: 依据变压器的圈比关系,可决定辅助电源的圈数及电压. 3.2.7 决定MOSFET及二次侧二极管的Stress(应力): 依据变压器的圈比关系,可以初步计算出变压器的应力(Stress)是否符合选用零件的规格,计算时以输入电压264V(电容器上为380V)为基准. 3.2.8 其它: 若输出电压为5V以下,且必须使用TL431而非TL432时,须考虑多一组绕组提供Photo coupler及TL431使用. 3.2.9 将所得资料代入 公式中,如此可得出B(max),若B(max)值太高或太低则参数必须重新调整. 3.2.10 DA-14B33变压器计算:  2.8mm(每边),剩余可绕面积=4.4mm.² 输出瓦数13.2W(3.3V/4A),Core = EI-28,可绕面积(槽宽)=10mm,Margin Tape =  =0.7,P.F.=0.5(cos),Lp=1600 Uh² 假设fT = 45 KHz ,Vin(min)=90V, ² 计算式: l 变压器材质及尺寸:  由以上假设可知材质为PC-40,尺寸=EI-28,Ae=0.86cm2,可绕面积(槽宽)=10mm,因Margin Tape使用2.8mm,所以剩余可绕面积为4.4mm.² ² 假设滤波电容使用47uF/400V,Vin(min)暂定90V.  决定变压器的线径及线数:l ² 假设NP使用0.32的线 电流密度= 可绕圈数=  假设Secondary使用0.35的线² 电流密度= ² 假设使用4P,则 电流密度= 可绕圈数=  cycle:l 决定Duty ² 假设Np=44T,Ns=2T,VD=0.5(使用schottky Diode) l 决定Ip值:  决定辅助电源的圈数:l 假设辅助电源=12V   NA1=6.3圈 假设使用0.23的线可绕圈数= 若NA1=6Tx2P,则辅助电源=11.4V l 决定MOSFET及二次侧二极管的Stress(应力): MOSFET(Q1) =最高输入电压(380V)+   = =463.6V Diode(D5)=输出电压(Vo)+ x最高输入电压(380V) = =20.57V Diode(D4)= = =41.4V l 其它: 因为输出为3.3V,而TL431的Vref值为2.5V,若再加上photo coupler上的压降约1.2V,将使得输出电压无法推动Photo coupler及TL431,所以必须另外增加一组线圈提供回授路径所需的电压. 假设NA2 = 4T使用0.35线,则 可绕圈数= ,所以可将NA2定为4Tx2P l l 变压器的接线图: 3.3 零件选用: 零件位置(标注)请参考线路图: (DA-14B33 Schematic) 3.3.1 FS1: 由变压器计算得到Iin值,以此Iin值(0.42A)可知使用公司共享料2A/250V,设计时亦须考虑Pin(max)时的Iin是否会超过保险丝的额定值. 3.3.2 TR1(热敏电阻): 电源启动的瞬间,由于C1(一次侧滤波电容)短路,导致Iin电流很大,虽然时间很短暂,但亦可能对Power产生伤害,所以必须在滤波电容之前加装一个热敏电阻,以限制开机瞬间Iin在Spec之内(115V/30A,230V/60A),但因热敏电阻亦会消耗功率,所以不可放太大的阻值(否则会影响效率),一般使用SCK053(3A/5),若C1电容使用较大的值,则必须考虑将热敏电阻的阻值变大(一般使用在大瓦数的Power上). 3.3.3 VDR1(突波吸收器): 当雷极发生时,可能会损坏零件,进而影响Power的正常动作,所以必须在靠AC输入端 (Fuse之后),加上突波吸收器来保护Power(一般常用07D471K),但若有价格上的考虑,可先忽略不装. 3.3.4 CY1,CY2(Y-Cap): Y-Cap一般可分为Y1及Y2电容,若AC Input有FG(3 Pin)一般使用Y2- Cap , AC Input若为2Pin(只有L,N)一般使用Y1-Cap,Y1与Y2的差异,除了价格外(Y1较昂贵),绝缘等级及耐压亦不同(Y1称为双重绝缘,绝缘耐压约为Y2的两倍,且在电容的本体上会有“回”符号或注明Y1),此电路因为有FG所以使用Y2-Cap,Y-Cap会影响EMI特性,一般而言越大越好,但须考虑漏电及价格问题,漏电(Leakage Current )必须符合安规须求(3Pin公司标准为750uA max).3.3.5 CX1(X-Cap)、RX1: X-Cap为防制EMI零件,EMI可分为Conduction及Radiation两部分,Conduction规范一般可分为: FCC Part 15J Class B 、 CISPR 22(EN55022) Class B 两种 , FCC测试频率在450K30MHz,CISPR 22测试频率在150K30MHz, Conduction可在厂内以频谱分析仪验证,Radiation 则必须到实验室验证,X-Cap 一般对低频段(150K 数M之间)的EMI防制有效,一般而言X-Cap愈大,EMI防制效果愈好(但价格愈高),若X-Cap在0.22uf以上(包含0.22uf),安规规定必须要有泄放电阻(RX1,一般为1.2M 1/4W). 3.3.6 LF1(Common Choke): EMI防制零件,主要影响Conduction 的中、低频段,设计时必须同时考虑EMI特性及温升,以同样尺寸的Common Choke而言,线圈数愈多(相对的线径愈细),EMI防制效果愈好,但温升可能较高. 3.3.7 BD1(整流二极管): 将AC电源以全波整流的方式转换为DC,由变压器所计算出的Iin值,可知只要使用1A/600V的整流二极管,因为是全波整流所以耐压只要600V即可. 3.3.8 C1(滤波电容): 由C1的大小(电容值)可决定变压器计算中的Vin(min)值,电容量愈大,Vin(min)愈高但价格亦愈高,此部分可在电路中实际验证Vin(min)是否正确,若AC Input 范围在90V132V (Vc1 电压最高约190V),可使用耐压200V的电容;若AC Input 范围在90V264V(或180V264V),因Vc1电压最高约380V,所以必须使用耐压400V的电容.Re:开关电方设计过祘3.3.9 D2(辅助电源二极管): 整流二极管,一般常用FR105(1A/600V)或BYT42M(1A/1000V),两者主要差异: 1. 耐压不同(在此处使用差异无所谓) 2. VF不同(FR105=1.2V,BYT42M=1.4V) 3.3.10 R10(辅助电源电阻): 主要用于调整PWM IC的VCC电压,以目前使用的3843而言,设计时VCC必须大于8.4V(Min. Load时),但为考虑输出短路的情况,VCC电压不可设计的太高,以免当输出短路时不保护(或输入瓦数过大). 3.3.11 C7(滤波电容): 辅助电源的滤波电容,提供PWM IC较稳定的直流电压,一般使用100uf/25V电容. 3.3.12 Z1(Zener 二极管):当回授失效时的保护电路,回授失效时输出电压冲高,辅助电源电压相对提高,此时若没有保护电路,可能会造成零件损坏,若在3843 VCC与3843 Pin3脚之间加一个Zener Diode,当回授失效时Zener Diode会崩溃,使得Pin3脚提前到达1V,以此可限制输出电压,达到保护零件的目的.Z1值的大小取决于辅助电源的高低,Z1的决定亦须考虑是否超过Q1的VGS耐压值,原则上使用公司的现有料(一般使用1/2W即可). 3.3.13 R2(启动电阻): 提供3843第一次启动的路径,第一次启动时透过R2对C7充电,以提供3843 VCC所需的电压,R2阻值较大时,turn on的时间较长,但短路时Pin瓦数较小,R2阻值较小时,turn on的时间较短,短路时Pin瓦数较大,一般使用220K/2W M.O. 3.3.14 R4 (Line Compensation): 高、低压补偿用,使3843 Pin3脚在90V/47Hz及264V/63Hz接近一致(一般使用750K1.5M 1/4W之间). 3.3.15 R3,C6,D1 (Snubber): 此三个零件组成Snubber,调整Snubber的目的:1.当Q1 off瞬间会有Spike产生,调整Snubber可以确保Spike不会超过Q1的耐压值,2.调整Snubber可改善EMI.一般而言,D1使用1N4007(1A/1000V)EMI特性会较好.R3使用2W M.O.电阻,C6的耐压值以两端实际压差为准(一般使用耐压500V的陶质电容). 3.3.16 Q1(N-MOS): 目前常使用的为3A/600V及6A/600V两种,6A/600V的RDS(ON)较3A/600V小,所以温升会较低,若IDS电流未超过3A,应该先以3A/600V为考虑,并以温升记录来验证,因为6A/600V的价格高于3A/600V许多,Q1的使用亦需考虑VDS是否超过额定值. 3.3.17 R8: R8的作用在保护Q1,避免Q1呈现浮接状态. 3.3.18 R7(Rs电阻): 3843 Pin3脚电压最高为1V,R7的大小须与R4配合,以达到高低压平衡的目的,一般使用2W M.O.电阻,设计时先决定R7后再加上R4补偿,一般将3843 Pin3脚电压设计在0.85V0.95V之间(视瓦数而定,若瓦数较小则不能太接近1V,以免因零件误差而顶到1V). 3.3.19 R5,C3(RC filter): 滤除3843 Pin3脚的噪声,R5一般使用1K 1/8W,C3一般使用102P/50V的陶质电容,C3若使用电容值较小者,重载可能不开机(因为3843 Pin3瞬间顶到1V);若使用电容值较大者,也许会有轻载不开机及短路Pin过大的问题. 3.3.20 R9(Q1 Gate电阻 ): R9电阻的大小,会影响到EMI及温升特性,一般而言阻值大,Q1 turn on / turn off的速度较慢,EMI特性较好,但Q1的温升较高、效率较低(主要是因为turn off速度较慢);若阻值较小, Q1 turn on / turn off的速度较快,Q1温升较低、效率较高,但EMI较差,一般使用51-150 1/8W. 3.3.21 R6,C4(控制振荡频率): 决定3843的工作频率,可由Data Sheet得到R、C组成的工作频率,C4一般为10nf的电容(误差为5%),R6使用精密电阻,以DA-14B33为例,C4使用103P/50V PE电容,R6为3.74K 1/8W精密电阻,振荡频率约为45 KHz. 3.3.22 C5: 功能类似RC filter,主要功用在于使高压轻载较不易振荡,一般使用101P/50V陶质电容. 3.3.23 U1(PWM IC):3843是PWM IC的一种,由Photo Coupler (U2)回授信号控制Duty Cycle的大小,Pin3脚具有限流的作用(最高电压1V),目前所用的3843中,有KA3843(SAMSUNG)及UC3843BN(S.T.)两种,两者脚位相同,但产生的振荡频率略有差异,UC3843BN较KA3843快了约2KHz,fT的增加会衍生出一些问题(例如:EMI问题、短路问题),因KA3843较难买,所以新机种设计时,尽量使用UC3843BN. 3.3.24 R1、R11、R12、C2(一次侧回路增益控制): 3843内部有一个Error AMP(误差放大器),R1、R11、R12、C2及Error AMP组成一个负回授电路,用来调整回路增益的稳定度,回路增益,调整不恰当可能会造成振荡或输出电压不正确,一般C2使用立式积层电容(温度持性较好). 3.3.25 U2(Photo coupler) 光耦合器(Photo coupler)主要将二次侧的信号转换到一次侧(以电流的方式),当二次侧的TL431导通后,U2即会将二次侧的电流依比例转换到一次侧,此时3843由Pin6 (output)输出off的信号(Low)来关闭Q1,使用Photo coupler的原因,是为了符合安规需求(primacy to secondary的距离至少需5.6mm). 3.3.26 R13(二次侧回路增益控制): 控制流过Photo coupler的电流,R13阻值较小时,流过Photo coupler的电流较大,U2转换电流较大,回路增益较快(需要确认是否会造成振荡),R13阻值较大时,流过Photo coupler的电流较小,U2转换电流较小,回路增益较慢,虽然较不易造成振荡,但需注意输出电压是否正常. 3.3.27 U3(TL431)、R15、R16、R18 调整输出电压的大小, ,输出电压不可超过38V(因为TL431 VKA最大为36V,若再加Photo coupler的VF值,则Vo应在38V以下较安全),TL431的Vref为2.5V,R15及R16并联的目的使输出电压能微调,且R15与R16并联后的值不可太大(尽量在2K以下),以免造成输出不准. 3.3.28 R14,C9(二次侧回路增益控制): 控制二次侧的回路增益,一般而言将电容放大会使增益变慢;电容放小会使增益变快,电阻的特性则刚好与电容相反,电阻放大增益变快;电阻放小增益变慢,至于何谓增益调整的最佳值,则可以Dynamic load来量测,即可取得一个最佳值. 3.3.29 D4(整流二极管): 因为输出电压为3.3V,而输出电压调整器(Output Voltage Regulator)使用TL431(Vref=2.5V)而非TL432(Vref=1.25V),所以必须多增加一组绕组提供Photo coupler及TL431所需的电源,因为U2及U3所需的电流不大(约10mA左右),二极管耐压值100V即可,所以只需使用1N4148(0.15A/100V). 3.3.30 C8(滤波电容): 因为U2及U3所需的电流不大,所以只要使用1u/50V即可. 3.3.31 D5(整流二极管): 输出整流二极管,D5的使用需考虑: a. 电流值 b. 二极管的耐压值 以DA-14B33为例,输出电流4A,使用10A的二极管(Schottky)应该可以,但经点温升验证后发现D5温度偏高,所以必须换为15A的二极管,因为10A的VF较15A的VF 值大.耐压部分40V经验证后符合,因此最后使用15A/40V Schottky. 3.3.32 C10,R17(二次侧snubber) :D5在截止的瞬间会有spike产生,若spike超过二极管(D5)的耐压值,二极管会有被击穿的危险,调整snubber可适当的减少spike的电压值,除保护二极管外亦可改善EMI,R17一般使用1/2W的电阻,C10一般使用耐压500V的陶质电容,snubber调整的过程(264V/63Hz)需注意R17,C10是否会过热,应避免此种情况发生. 3.3.33 C11,C13(滤波电容): 二次侧第一级滤波电容,应使用内阻较小的电容(LXZ,YXA),电容选择是否洽当可依以下三点来判定: a. 输出Ripple电压是符合规格 b. 电容温度是否超过额定值 c. 电容值两端电压是否超过额定值 3.3.34 R19(假负载): 适当的使用假负载可使线路更稳定,但假负载的阻值不可太小,否则会影响效率,使用时亦须注意是否超过电阻的额定值(一般设计只使用额定瓦数的一半). 3.3.35 L3,C12(LC滤波电路): LC滤波电路为第二级滤波,在不影响线路稳定的情况下,一般会将L3 放大(电感量较大),如此C12可使用较小的电容值. 4 设计验证:(可分为三部分) a. 设计阶段验证 b. 样品制作验证 c. QE验证 4.1 设计阶段验证 设计实验阶段应该养成记录的习惯,记录可以验证实验结果是否与电气规格相符,以下即就DA-14B33设计阶段验证做说明(验证项目视规格而定). 4.1.1 电气规格验证: 4.1.1.1 3843 PIN3脚电压(full load 4A) : 90V/47Hz = 0.83V 115V/60Hz = 0.83V 132V/60Hz = 0.83V 180V/60Hz = 0.86V 230V/60Hz = 0.88V 264V/63Hz = 0.91V 4.1.1.2 Duty Cycle , fT: 4.1.1.3 Vin(min) = 100V (90V / 47Hz full load) 4.1.1.4 Stress (264V / 63Hz full load) : Q1 MOSFET: 4.1.1.5 辅助电源(开机,满载)、短路Pin max.:4.1.1.6 Static (full load) Pin(w) Iin(A) Iout(A) Vout(V) P.F. Ripple(mV) Pout(w) eff 90V/47Hz 18.7 0.36 4 3.30 0.57 32 13.22 70.7 115V/60Hz 18.6 0.31 4 3.30 0.52 28 13.22 71.1 132V/60Hz 18.6 0.28 4 3.30 0.50 29 13.22 71.1 180V/60Hz 18.7 0.21 4 3.30 0.49 30 13.23 70.7 230V/60Hz 18.9 0.18 4 3.30 0.46 29 13.22 69.9 264V/60Hz 19.2 0.16 4 3.30 0.45 29 13.23 68.9 4.1.1.7 Full Range负载(0.3A-4A) (验证是否有振荡现象) 4.1.1.8 回授失效(输出轻载) 90V/47Hz ê Vout = 8.3V 264V/63Hz ê Vout = 6.03V 4.1.1.9 O.C.P.(过电流保护) 90V/47Hz = 7.2A 264V/63Hz = 8.4A 4.1.1.10 Pin(max.) 90V/47Hz = 24.9W 264V/63Hz = 27.1W 4.1.1.11 Dynamic test H=4A,t1=25ms,slew Rate = 0.8A/ms (Rise) L=0.3A,t2=25ms,slew Rate = 0.8A/ms (Full) 90V/47Hz 264V/63Hz 4.1.1.12 HI-POT test: HI-POT test一般可分为两种等级:  minute.Y-CAP使用Y2-CAPØ 输入为3 Pin(有FG者),HI-POT test为1500Vac/1  minute.Y-CAP使用Y1-CAPØ 输入为2 Pin(无FG者),HI-POT test为3000Vac/1 DA-14B33属于输入3 PIN HI-POT test 为1500Vac/1 minute. 4.1.1.13 Grounding test: 输入为3 Pin(有FG者),一般均要测接地阻(Grounding test),安规规定FG到输出线材(输出端)的接地电阻不能超过100M(2.5mA/3 Second). 4.1.1.14 温升记录设计实验定案后(暂定),需针对整体温升及EMI做评估,若温升或EMI无法符合规格,则需重新实验.温升记录请参考附件,D5原来使用BYV118(10A/40V Schottky barrier 肖特基二极管 ),因温升较高改为PBYR1540CTX(15A/40V). 4.1.1.15 EMI测试: EMI测试分为二类: Ø Conduction(传导干扰) Ø Radiation(幅射干扰) 前者视规范不同而有差异(FCC : 450K - 30MHz,CISPR 22 :150K - 30MHz),前者可利用厂内的频谱分析仪验证;后者(范围由30M - 300MHz,则因厂内无设备必须到实验室验证,Conduction,Radiation测试数据请参考附件) . 4.1.1.16 机构尺寸: 设计阶段即应对机构尺寸验证,验证的项目包括 : PCB尺寸、零件限高、零件禁置区、螺丝孔位置及孔径、外壳孔寸.,若设计阶段无法验证,则必须在样品阶段验证. 4.1.2 样品验证: 样品制作完成后,除温升记录、EMI测试外(是否需重新验证,视情况而定),每一台样品都应经过验证(包括电气及机构尺寸),此阶段的电气验证可以以ATE(Chroma)测试来完成,ATE测试必须与电气规格相符. 4.1.3 QE验证: QE针对工程部所提供的样品做验证,工程部应提供以下交件及样品供QE验证.单端反激开关电源变压器设计总结单端反激开关电源的变压器实质上是一个耦合电感，它要承担着储能、变压、传递能量等工作。下面对工作于连续模式和断续模式的单端反激变换器的变压器设计进行了总结。1、 已知的参数这些参数由设计人员根据用户的需求和电路的特点确定，包括：输入电压Vin、输出电压Vout、每路输出的功率Pout、效率、开关频率fs(或周期T)、线路主开关管的耐压Vmos。2、 计算在反激变换器中，副边反射电压即反激电压Vf与输入电压之和不能高过主开关管的耐压，同时还要留有一定的裕量(此处假设为150V)。反激电压由下式确定：Vf=VMos-VinDCMax-150V反激电压和输出电压的关系由原、副边的匝比确定。所以确定了反激电压之后，就可以确定原、副边的匝比了。Np/Ns=Vf/Vout另外，反激电源的最大占空比出现在最低输入电压、最大输出功率的状态，根据在稳态下，变压器的磁平衡，可以有下式：VinDCMinDMax=Vf(1-DMax)设在最大占空比时，当开关管开通时，原边电流为Ip1，当开关管关断时，原边电流上升到Ip2。若Ip1为0，则说明变换器工作于断续模式，否则工作于连续模式。由能量守恒，我们有下式：1/2(Ip1+Ip2)DMaxVinDCMin=Pout/一般连续模式设计，我们令Ip2=3Ip1这样就可以求出变换器的原边电流，由此可以得到原边电感量：Lp= DMaxVinDCMin/fsIp对于连续模式，Ip=Ip2-Ip1=2Ip1;对于断续模式，Ip=Ip2 。可由AwAe法求出所要铁芯：AwAe=(LpIp22104/BwK0Kj)1.14在上式中Aw为磁芯窗口面积，单位为cm2Ae为磁芯截面积，单位为cm2Lp为原边电感量，单位为HIp2为原边峰值电流，单位为ABw为磁芯工作磁感应强度，单位为TK0为窗口有效使用系数，根据安规的要求和输出路数决定，一般为0.20.4Kj为电流密度系数，一般取395A/cm2根据求得的AwAe值选择合适的磁芯，一般尽量选择窗口长宽之比比较大的磁芯，这样磁芯的窗口有效使用系数较高，同时可以减小漏感。有了磁芯就可以求出原边的匝数。根据下式：Np=LpIp2104/BwAe再根据原、副边的匝比关系可以求出副边的匝数。有时求的匝数不是整数，这时应该调整某些参数，使原、副边的匝数合适。为了避免磁芯饱和，我们应该在磁回路中加入一个适当的气隙，计算如下：lg=0.4Np2Ae10-8/Lp 在上式中， lg为气隙长度，单位为cmNp为原边匝数，Ae为磁芯的截面积，单位为cm2Lp为原边电感量，单位为H至此，单端反激开关电源变压器的主要参数设计完成。我们应该在设计完成后核算窗口面积是否够大、变压器的损耗和温升是否可以接受。同时，在变压器的制作中还有一些工艺问题需要注意。开关电源中滤波电容的正确选择滤波电容在开关电源中起着非常重要的作用，如何正确选择滤波电容，尤其是输出滤波电容的选择则是每个工程技术人员都十分关心的问题。50Hz工频电路中使用的普通电解电容器，其脉动电压频率仅为100Hz，充放电时间是毫秒数量级。为获得更小的脉动系数，所需的电容量高达数十万F，因此普通低频铝电解电容器的目标是以提高电容量为主，电容器的电容量、损耗角正切值以及漏电流是鉴别其优劣的主要参数。而开关电源中的输出滤波电解电容器，其锯齿波电压频率高达数十kHz，甚至是数十MHz，这时电容量并不是其主要指标，衡量高频铝电解电容优劣的标准是“阻抗-频率”特性，要求在开关电源的工作频率内要有较低的等效阻抗，同时对于半导体器件工作时产生的高频尖峰信号具有良好的滤波作用。普通的低频电解电容器在10kHz左右便开始呈现感性，无法满足开关电源的使用要求。而开关电源专用的高频铝电解电容器有四个端子，正极铝片的两端分别引出作为电容器的正极，负极铝片的两端也分别引出作为负极。电流从四端电容的一个正端流入，经过电容内部，再从另一个正端流向负载;从负载返回