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数字通信第六章数字通信第六章第1页，本讲稿共85页 数字频带传输又称数字调制传输，它主要适用于带通型信道的数字信号传输。带通型信道不适合于直接传输基带信号，需要对基带信号进行调制以实现频谱搬移使信号频带适合于信道带宽。频带传输系统与基带传输系统的区别在于频带传输系统在发送端增加了调制以实现信号的频带搬移，而在接收端增加了解调用以恢复基带信号。第2页，本讲稿共85页 与模拟调制相似，用数字基带信号对载波进行调制以实现数字基带信号的频谱搬迁，这种调制又称为数字调制。在数字调制中也选择正弦(或余弦)信号作为载波，因为正弦信号形式简单、便于产生和接收。与正弦信号的幅度、频率、相位三种基本参量对应，数字调制也有幅移键控（ASK）、频移键控（FSK）和相移键控（PSK）三种基本调制方式。当调制信号为二进制数字信号时，定义这种调制为二进制数字调制。常见的二进制数字调制方式有二进制幅移键控（2ASK）、二进制频移键控（2FSK）以及二进制相移键控（2PSK）。第3页，本讲稿共85页6.1 二进制幅移键控（二进制幅移键控（2ASK）6.1.1 2ASK信号的调制与解调信号的调制与解调 数字调制信号是由二进制符号、组成的序列，载波在二进制信号或的控制下分别进行通或断。这种二进制幅移键控方式称为开关键控（OOK）方式，它是2ASK的一种常用方式。其时域表达式为 （6-1）其中，s(t)为二进制数字调制信号，c为载波角频率，e(t)为2ASK已调波。幅移键控调制原理的一般模型如图6-1所示。第4页，本讲稿共85页图6-1数字调幅基本模型 图6-1是数字调幅系统基本模型，这里的调制信号是数字基带序列，图中的调制器本质上就是一个乘法器。第5页，本讲稿共85页 如图6-2所示，对于二进制数字信号调幅有两种情况：一是调制信号为单极性脉冲序列，其调制信号和已调ASK信号波形；另一种是调制信号为双极性脉冲序列，其调制信号和已调ASK信号波形。对于单极性的数字调制信号s(t)，可以写成 s(t)=(6-2)其中g(t)为单极性脉冲波，an的取值是第6页，本讲稿共85页图6-2 2ASK信号波形第7页，本讲稿共85页 ASK已调波的解调，可用非相干解调和相干解调两种方法。包络检波法是常用的一种非相干解调的方法，包络检波器往往是半波或者全波整流器，整流后通过低通滤波器滤波（平滑），即可获得原来基带信号f(t)。如图6-3所示。图6-3 ASK的非相干解调第8页，本讲稿共85页 图6-4是2ASK的另一种解调方式，也就是相干解调，又称为同步解调，要实现相干解调，则需要在收端产生一个与发端同频同相的本地载波信号，利用本地相干载波与接收信号相乘，经低通滤波后，得到调制信号，然后经过定时判决，得到规整的数字脉冲信号。图6-4 ASK的相干解调第9页，本讲稿共85页6.1.2 2ASK调制波功率谱调制波功率谱 二进制数字调制信号是随机的无穷序列。由式（6-1）以及信号调制及变换理论，可得已调信号的功率谱密度为 (f)=P(1-P)(1-P)+（6-3）式（6-3）是ASK信号功率谱密度的一般表示式，示意图如图6-5所示。第10页，本讲稿共85页(a)(b)图6-5 2ASK信号的功率谱密度示意图第11页，本讲稿共85页 由图可知，2ASK功率谱有如下特点：(1)2ASK信号的功率谱密度由连续谱和离散谱组成，其中连续谱部分是来自基带谱G(f)的连续谱经调制后的双边带谱，而离散谱则由G(f)中的离散谱分量来确定；(2)由于2ASK信号的功率谱是双边带谱，所以，2ASK信号的带宽是基带信号带宽的两倍。图6-5(a)是单极性信号作调制信号时的功率谱，由于单极性信号中含有直流分量，即G(0)0，所以已调信号的功率谱中就含有c的载波频率分量。图6-5(b)是由双极性信号作调制信号，由于双极性信号中不含有直流分量，即G(0)=0，所以，已调信号的功率谱中就不含有c的载波频率分量，称为抑制载频的双边带调制。第12页，本讲稿共85页6.2 二进制频移键控（二进制频移键控（2FSK）所谓频移键控（FSK），就是用基带数字信号控制载波的频率，使载波的频率随基带信号的变化而变化，又称为数字调频。当传送“1”码时送出一个频率 ，传送“0”码时送出一个频率 ，且有 ，称为二元频移键控（2FSK）。根据前后码元的载波相位是否连续，可分为相位不连续的频移键控和相位连续的频移键控。频移键控的原理图如图6-6（a）所示。基带信号1、0码控制两个载波信号 和 。相乘器是一个门电路，基带信号的“1”码和“0”码（“0”码经过倒相器变换为“1”码，送给下面的相乘器）分别控制两个门电路就可获得FSK已调波，如图6-6（b）所示。第13页，本讲稿共85页 (a)频移键控方框图 (b)FSK方式波形图 图6-6 频移键控原理图第14页，本讲稿共85页 FSK信号可认为是由两个交替的ASK波形合成的。设两个载波频率分别为 和 ，且 ，则有：=+，=-设 为 中的“1”码序列；为 中的“0”码序列。则FSK已调波 可写成 =或 （6-4）式（6-4）是频移键控已调波的表示式，其第一项相当于基带信号“1”码键控的ASK信号；第二项相当于基带信号“0”码键控的另一个载波频率的ASK信号，因此2FSK信号可看作两2ASK信号之和，功率谱可分别计算再合成。若“1”和“0”码出现的概率相同，则可效仿ASK已调波的功率谱写出FSK已调波的功率谱，并可画出2FSK已调波的功率谱，如图6-7所示。第15页，本讲稿共85页图6-7 2FSK已调波的功率谱第16页，本讲稿共85页 图中假定两个载波频率之差 ，如果此频差较大时，功率谱出现双峰；频差较小时，小于数字调制信号速率 ，功率谱出现单峰。2FSK信号的功率谱密度也是由连续谱和离散谱构成，其中连续谱由两个双边带叠加而成，而离散谱出现在 和 的位置上。对于2FSK信号的带宽，不难得到 B=2 +（6-5）令 (称为移频指数)，上式则为：B(2 )fb （6-6）第17页，本讲稿共85页 对2FSK调制方式则有如下结论：（1）如果移频指数不是整数时，则功率谱密度中无离散谱，当 0.7时，大部分功率集中在2fb频带内。（2）当较大时，大部分功率集中在（2 ）fb 范围内。（3）FSK方式是用频带携带信息，与幅度无关，故对加性干扰而言它的抗干扰性较好，而且容易实现。第18页，本讲稿共85页6.2.2 2FSK信号的产生和解调信号的产生和解调 12FSK信号的产生信号的产生 由于2FSK信号可认为是两个2ASK信号之和，因此，2FSK信号的产生可用两个数字调幅信号相加的办法产生，如图6-8所示的就是相位不连续的2FSK信号产生的原理图。图6-8 相位不连续的2FSK信号产生第19页，本讲稿共85页 相位连续的2FSK信号可通过电压控制振荡器来实现。下图示出了相位连续的2FSK信号的产生过程，其中图6-9（a）的频率稳定度和准确度较差；改进的方法是采用数字式调频器，如6-9（b）图所示。图6-9 相位不连续的2FSK信号产生第20页，本讲稿共85页 22FSK信号的解调信号的解调 FSK信号的解调通常有两种方法：分路选通滤波非相干法和鉴频器法。用分路选通滤波器进行2FSK信号的非相干解调，当2FSK信号的频偏较大时，可以把2FSK信号当作两路不同载频的2ASK信号接收。为此，需要两个中心频率为和的带通滤波器，利用他们把代表“1”和代表“0”的信号分离开，得到两个2ASK信号，再经过振幅检波器得到两个解调电压，把这两个电压相减即可得到解调信号的输出，这种解调方式要求有较大的频偏指数。故这种解调方式频带利用率较低。如图6-10所示。第21页，本讲稿共85页(a)分路滤波非相干解调器(b)限幅鉴频非相干解调器图6-10 2FSK信号非相干解调第22页，本讲稿共85页6.2.3 最小移频键控最小移频键控(MSK)连续相位的移频键控是在传统的频率调制技术基础上发展起来的一种调制方式。在连续相位的移频键控的基础上发展了最小移频键控的调制方式，即MSK方式。MSK方式在功率利用率和频带利用率上均优于2PSK，MSK调制方式在移动通信等领域得到了很广泛的应用。最小移频键控MSK是相位连续的2FSK的一个特例。MSK又称快速移频键控FFSK。它的特点是以最小的调制指数，即 0.5，获得正交信号。按照调频指数的定义，应有 0.5，即 0.5 。这时，两个频率差是最小的，且保持两个频率正交。第23页，本讲稿共85页6.3 二进制相移键控（二进制相移键控（2PSK）6.3.1 PSK信号及功率谱密度信号及功率谱密度 以基带数字信号控制载波的相位，使载波的相位随基带信号的变化而变化称为数字调相，又称相移键控，简写为PSK。相移键控分为绝对相移键控（PSK）和相对相移键控(DPSK)两种方式。相对相移键控又称为差分相移键控。按PSK的基本定义可画出数字信号与PSK信号的对应波形，如图6-11所示。图中(a)是二进制数字序列对应的脉冲信号；(b)是载波信号；(c)为二相制绝对相移键控信号，记为2PSK；(d)为初相为相的相对相移键控，记为2DPSK，(e)为初相为0相的相对相移键控或称差分相移键控信号，记为2DPSK。第24页，本讲稿共85页图6-11 PSK信号的波形第25页，本讲稿共85页 绝对相移键控信号的调制规则是：数字信号的“1”码对应于已调信号的(正弦波)相位；数字信号的“0”码对应于已调信号的180（余弦波）相位，或反之。这里的0和180是以未调载波的0相位作参考相位的。相对相移键控信号的调制规则是：数字信号的“1”码使已调信号的相位变化180相位（正弦变余弦或者余弦变正弦）；数字信号的“0”码使已调信号的相位变化0相位（不变），或反之（简单说就是“遇1变，遇0不变”）。这里的0和180的变化是相对于已调信号的前一码元的相位，或者说，这里的变化是以已调信号的前一码元相位作参考相位的。第26页，本讲稿共85页 由图6-11所示相移键控信号波形可以看出，相移键控信号的每一个码元的波形，如果单独来看就是一个初始的数字调幅信号，如抑制载波的双边带调幅信号就是二相绝对调相信号。故可知，相移键控信号功率谱密度就是载波频率为的抑制载波的双边带谱，与抑制载波的2ASK功率谱相同。第27页，本讲稿共85页6.3.2 二相制相移键控信号的产生和解调二相制相移键控信号的产生和解调 12PSK信号的产生和解调信号的产生和解调 如前所述，2PSK信号与抑制载波的2ASK信号等效，因此，可以利用双极性基带信号通过乘法器与载波信号相乘得到2PSK信号，这是产生2PSK信号的一种方法。图6-12(a)给出的是一种用相位选择法产生2PSK信号的原理框图。如图所示，振荡器产生0、180两种不同相位的载波，如输入基带信号为单极性脉冲，当输入高电位“1”码时，门电路1开通，输出相位载波；当输入为低电位时，经倒相电路可以使门电路2开通，输出180相位载波，经合成电路输出即为2PSK信号。第28页，本讲稿共85页图6-12 2PSK信号的产生和解调第29页，本讲稿共85页 图6-12(b)为2PSK信号的解调电路原理框图。2PSK信号的解调需要用相干解调的方式，即需要恢复相干载波，由于2PSK信号中无载波频率分量，所以无法从接收的已调信号中直接提取相干载波。一般采用倍频分频法，如图6-12(b)所示。将输入2PSK信号作全波整流，使整流后的信号中含有2频率的周期波，再利用窄带滤波器取出2频率的周期信号，再经2分频电路得到相干载波fc，最后经过相乘电路进行相干解调即可输出基带信号。第30页，本讲稿共85页 这种2PSK信号的解调存在一个问题，即2分频器电路输出存在相位不定性或称相位模糊问题，如图6-13所示。当二分频器电路输出的相位为0或180不定时，相干解调的输出基带信号就会存在0或1倒相现象，这就是2PSK方式不能直接应用的原因所在。解决这一问题的方法就是采用2DPSK方式。图6-13 二分频电路相位不定性示意第31页，本讲稿共85页 22DPSK信号的产生和解调信号的产生和解调 我们知道PSK和DPSK均是相位变化来反映基带信号变化的情况，那么两者之间是否存在内在的联系呢？答案是肯定的。我们设an、Dn分别表示绝对码序列和差分码序列，由于相对码是在绝对码的基础上变化而成的。其相应关系为 =(6-7)其中Dn-1为Dn的前移一位。也即在Dn的前面加上一位1或者0，不影响计算结果。假设基带数字序列为 =10110，则其相对序列为 =第32页，本讲稿共85页 由此可知Dn=11011。由图6-14可见，只要将输入的基带数字序列变换成相对序列，即差分码序列，然后用相对序列去进行绝对调相，便可得到2DPSK信号。第33页，本讲稿共85页图6-14 PSK和DPSK的内在联系图 第34页，本讲稿共85页图6-15 2DPSK信号的产生 下面我们看看实际中的两种码变换电路。图6-16 差分码变换电路第35页，本讲稿共85页 图6-16给出了两种码变换电路。图6-16(a)完成式(6-7)的运算，其中D触发器作一位移位寄存器，延迟一个码元的时间，即由DN得到DN-1，则an与DN-1模2加即可得DN。图6-16(b)是用一JK触发器实现码变换功能。当an为“1”时，JK触发器的JK输入端为高电位，定时脉冲使Q的状态翻转；当an为“0”时，JK端为低电位，Q状态不变。2DPSK的解调有两种方法：极性比较法和相位比较法。图6-17所示是极性比较法的实现原理框图。极性比较法是对2DPSK信号先进行2PSK解调，然后用码变换器将差分码变为绝对码。第36页，本讲稿共85页 在进行2PSK解调时，可能会出现“1”，“0”倒相现象，但变换为绝对码后的码序列是唯一的，即与倒相无关。接收端码变换器的功能是完成Dn到Dn-1的变换，其变换电路如图6-18所示。由式(6-7)运算，应有 =(6-8)图6-17 2DPSK极性比较法解调 第37页，本讲稿共85页图6-18 差分码/绝对码变换第38页，本讲稿共85页 图6-18电路可完成式(6-8)的运算，图中D1触发器的作用是延迟一个码元时间；定时脉冲的触发沿对准输入相对码的中间时刻，因为模2加电路的两个输入波形的变化沿是不对齐，所以用D2使输出绝对码为不归零码。2DPSK信号另一种解调方法是相位比较法，又称差分相干解调法。由于2DPSK信号的参考相位是相邻前一码元的载波相位，故解调时可直接比较前后码元载波的相位，从而直接得到相位差携带的数字信息。相位比较法解调的原理框图示于图6-19。解调过程的相应波形如图6-20所示。第39页，本讲稿共85页图6-19 相位比较法解调的原理框图 第40页，本讲稿共85页 如图所示，2DPSK信号分成两路，一路直接到乘法器，另一路经延迟一个码元的时间后作为相干载波也加于乘法器。当前后码元相位相同时，输出一个正极性脉冲，当前后码元相位相反时，输出负脉冲，再经低通、取样判决、倒相以及码形成电路形成输出码元。由图6-20可以看到，经输出的形成码元正确地解调出了原来的基带信号10110。这种解调方法电路实现较简单，但解调过程是以延迟一个码元的接收信号作为相干载波进行解调，这时相当于解调过程的噪声干扰较大，故一般应用于噪声干扰不大的场合。第41页，本讲稿共85页图6-20 相位比较法解调过程第42页，本讲稿共85页6.4 正交幅度调制（正交幅度调制（QAM）6.4.1 正交幅度调制信号的产生和解调正交幅度调制信号的产生和解调 我们知道2ASK信号的带宽是基带信号带宽的两倍，所以在传输速率不变的情况下，数字传输的频带利用率将降低50%，也即传输的有效性降低，这显然是不好的。因此我们可以考虑采用一种更好的传输方式，既能满足调制又能使得有效性较高，所以提出了正交幅度调制(QAM：Quadrature Amplitude Modulation)，又称正交双边带调制。第43页，本讲稿共85页 正交幅度调制的基本思想是将两路独立的基带波形分别对两个相互正交的同频载波进行抑制载波的双边带调制，所得到的两路已调信号叠加起来的过程，称为正交幅度调制。在QAM系统中，由于两路已调信号在相同的带宽内频谱正交，可以在同一频带内并行传输两路数字信息，因此，其频带利用率和单边带系统相同，QAM方式一般用于高速数字传输系统中。在QAM方式中，基带信号可以是二电平的，又可以为多电平的，若为多电平时，就构成多进制正交幅度调制。正交幅度调制信号产生和解调原理图如图6-21所示。输入数字序列经串并变换得A，B两路信号，如图中所示，A，B两路信号通过低通后形成S1(t)和S2(t)两路独立的基带波形，它们都是无直流分量的双极性基带脉冲序列。第44页，本讲稿共85页 输入信号 经串/并转换过后分为A路 和B路 ，各自经过低通后，A路的基带信号 与载波 相乘，形成抑制载波的双边带调幅信号 (6-9)B路基带信号 与载波cos(+)（等于 ）相乘，形成另一路抑制载波的双边带调幅信号 (6-10)第45页，本讲稿共85页图6-21 正交幅度调制信号的产生和解调第46页，本讲稿共85页 于是两路合成的输出信号为 e(t)=+=(6-11)由于A路的调制载波与B路的调制载波相位相差，所以形成两路正交的频谱，故称为正交调幅。正交调幅系统的功率谱示意图如图6-22所示。图6-22 正交调幅功率谱示意图第47页，本讲稿共85页 由图可以看出，这种调制方法的A、B两路都是双边带调制，但两路信号同处于一个频段之中，所以可同时传输两路信号。下面我们看看正交幅度调制的频带利用率有何变化，根据公式 可知，采用正交幅度调制以后。带宽B没有改变，对于每一路信号的传输速率fb也没有发生改变，但是由于在统一时间传输的路数变成了两路，总的fb变成了原来的两倍。故频带利用率是双边带调制的两倍，即与单边带方式或基带传输方式的频带利用率相同。第48页，本讲稿共85页 正交幅度调制信号的解调必须采用相干解调方法，解调原理如图6-21所示。假定相干载波与信号载波完全同频同相，且假设信道无失真、带宽不限、无噪声，则两个解调乘法器的输出分别为 (t)=(6-12)-t (6-13)第49页，本讲稿共85页 经低通滤波器滤除高次谐波分量，上、下两个支路的输出信号分别为 (t)=(6-14)(t)=(6-15)经判决合成后即为原数字序列。这样，就可以实现无失真的波形传输。通过正交幅度信号的调制和解调我们看到了其自身的优越性，它可以成功的在传输信号频带不增加的情况下，通过两路信号的正交来提高传输信号的有效性。而且正交幅度调制信号的产生和解调都相当简单，易于实现。第50页，本讲稿共85页6.4.2 正交幅度调制信号的矢量关系正交幅度调制信号的矢量关系 对于QAM，我们把正交的两路信号的相位分别看成水平和垂直，如图6-23所示。图6-23 正交幅度调制及其产生信号的矢量表示图第51页，本讲稿共85页 对正交幅度调制的A路的“1”码对应于载波的相位，A路的“0”码则对应于180相位，而B路的载波与A路相差90则B路的“1”码对应于90相位，B路的“0”码对应于270相位。A，B两路调制输出经合成电路合成，则输出信号可有四种不同相位，各代表一组AB的组合，即AB二元码组。AB二元码共有四种组合，即00，01，11，10。这四种组合所对应的相位矢量关系如图6-24所示。图中所示的对应关系是按格雷码规则变换的，这种变换的优点是相邻判决相位的码组只有一个比特的差别，相位判决错误时只造成一个比特的误码，所以这种变换有利降低传输误码率。第52页，本讲稿共85页6.4.3 正交幅度调制信号的星座图表示法正交幅度调制信号的星座图表示法 上面我们是用矢量表示QAM信号。如果只画出矢量端点，则如图6-24所示，称为QAM的星座表示，因星座图上有四个星点，又称为4 QAM。图6-24 正交幅度调制信号的矢量图 图6-25 16QAM星座图第53页，本讲稿共85页 从星座图上很容易看出：A路的“1”码位于星座图的右侧，“0”码在左侧；而B路的“1”码则在上侧，而“0”码在下侧。星座图上各信号点之间的距离越大抗误码能力越强。对前述讨论的4 QAM方式是A、B各路传送的是二电平码的情况。如果采用二路四电平码送到A、B的调制器，就能更进一步提高频谱利用率。由于采用四电平基带信号，所以，每路在星座上有4个点，于是44=16，组成16个点的星座图，如图6-25所示。这种正交调幅称为16QAM。同理，将二路八电平码送到A、B调制器，可得64点星座图，称为64QAM，更进一步还有256QAM等。第54页，本讲稿共85页 从图6-24和图6-25我们可以看出，两路正交的信号电平数不同，得到的星点数也就不同，电平数越多，则星点数也就越多。那么他们之间到底是怎样一个关系呢？针对这个问题，现整理它们的关系见表6-1。表6-1 星点数和电平数的关系符号（码元）符号Bit位数（K位）可能组合2K电平数 星点数M1个12（0、1）241个24（00、01、10、11）4161个38（000111）8641个416（0000-1111）162561个1个K2KM第55页，本讲稿共85页6.4.4 正交幅度调制信号的频谱利用率正交幅度调制信号的频谱利用率 QAM方式的主要特点是有较高的频谱利用率。现在来分析MQAM的频谱利用率，这里的M为星点数。设输入数字序列的比特率，即A和B两路的总比特率为 ，信道带宽为B，则频谱利用率为 bit/(sHz)(6-16)第56页，本讲稿共85页 由前述讨论可知，对MQAM系统，A，B各路基带信号的电平数应是，如4QAM时每路的基带信号是二电平，对16 QAM，则每路的基带信号是四电平。对于MQAM，经数学推导可得出：(6-17)可见M值越大即星点数越多，其频谱利用率就越高，目前可以作到=64甚至更高，故正交幅度调制方式一般是应用于高速数字传输系统中。第57页，本讲稿共85页6.5 多相调制多相调制 在数字相位调制中，不仅可以采用二相调制，还可以采用多相调制，即用多种相位或相位差来表示数字数字信息。如果把输入二进制数字的每个比特编成一组，则构成所谓的比特码元。每一个比特码元都有2k种不同状态，因而必须用M=2k种不同相位或相位差来表示，称为M相调相。第58页，本讲稿共85页6.5.1 四相调相四相调相 四相调相（4PSK）是用载波的四种不同相位来表征传送的数字信息。如前所述，在4PSK调制中，首先对输入的二进制数字序列进行分组，将二位数字编成一组，即构成双比特码元，双比特码元有22种组合，即有22种不同状态，故可以用M=22种不同相位或相位差来表示，这里M=22=4，故称为四相调相。第59页，本讲稿共85页 我们把组成双比特码元的前一信息比特用A代表，后一信息比特用B代表，并按格雷码排列，以便提高传输的可靠性。按国际统一标准规定，双比特码元与载波相位的对应关系有两种，称为A方式和B方式，它们的对应关系和矢量关系如图6-26所示。4PSK信号可采用调相法产生，产生4PSK信号原理图如图6-27(a)所示。4PSK信号可以看作两种正交的2PSK信号的合成，可用串并变换电路将输入的二进制序列依次分为两个并行的序列。设二进制数字分别以A和B表示，每一对AB称为一个双比特码元。双极性A和B数字脉冲分别经过平衡调制器，对0相位载波 和与之正交的载波 进行二相调相，得到如图6-27(b)所示四相信号的矢量表示图。第60页，本讲稿共85页图6-26 4PSK矢量图第61页，本讲稿共85页 4PSK信号可用两路相干解调器分别解调，而后再进行并串变换变为串行码元序列，4PSK解调原理图如图6-27所示。图中，上、下两个支路分别是2PSK信号解调器，它们分别用来检测双比特码元中的A和B码元，然后通过并串变换电路还原为串行数字信息。图6-27、图6-28分别是4PSK信号的产生和解调原理图，如在图6-27（a）的串并变换之前加入一码变换器，即把输入数字序列变换为差分码序列，则即为4DPSK信号产生的原理图；相应的在图6-27的并串变换之后再加入一个码反变换器，即把差分码序列变换为绝对码序列，则即为4DPSK信号的解调原理框图。第62页，本讲稿共85页(a)调相法产生4PSK信号原理图 (b)调相法产生4PSK信号矢量图图6-27 调相法产生4PSK信号原理图第63页，本讲稿共85页图6-28 4PSK信号解调原理图第64页，本讲稿共85页6.5.2 四相绝对调相与相对调相四相绝对调相与相对调相 四相调相和前面一样也有绝对调相和相对调相之分。绝对调相的载波起始相位与双比特码（因为双比特码构成四种相位）之间有一种固定的对应关系；但是相对码的载波起始位置与双比特之间没有固定对应关系，它只是跟前一时刻的双比特码元对应的载波相位有关，是相对于前一时刻的相位变化而得到。其关系式为：其中 为本时刻相对调相已调载波起始相位；为前一时刻相对调相已调载波起始相位；为本时刻载波被绝对调相的相位。下图我们给出 /4系统的绝对调相和相对调相已调波的波形图。第65页，本讲稿共85页T7/43 /45 /4/43 /42 +3 /4=7 /4+/4=+5 /4=7 /43 /4=5 /2211 /4基带信号绝对调相信号相对调相信号图6-29/4系统已调波的波形图第66页，本讲稿共85页 【例6-1】一个4DPSK系统，其工作方式按照下面矢量所示，设已调制载波信号的初始相位为Q=0，按照下面表中的数字填写已经调制的载波信号对应的相位Q和矢量表示。第67页，本讲稿共85页 解：根据4DPSK的调制原理，可知：当第一个码元10到来时，它前一时刻的初始相位为Q=0，也即 0，而 为本时刻载波被绝对调相的相位。由图可以看出 7 /4，则 07 /47 /4，对应矢量如图；当第二个码元00来时，它前一时刻的初始相位为Q就变成了刚才算出的7 /4，而 为本时刻载波被绝对调相的相位。由图可以看出 5 /4，则 7 /45 /43 。因3 与 同矢量，故矢量如上所示。以此类推，即可得出整个序列已经调制的载波信号对应的相位Q和矢量表示。第68页，本讲稿共85页6.5.3 八相调相八相调相 八相调相是有效地提高频谱利用率的一种方式。它是把0-2 分成八种相位，已调波相邻相位之差为2 /8/4。二进制信息码元的3比特组成一个八进制码元，并与一个已调波的起始相位对应。所以，必须将二进制的基带信码经串/并转换，变为三比特码元，然后进行调相。3比特码的组合情况不同，对应的已调载波相位就不同。八相调相中，将输入的二元码每三位作为一组，=3，M=8，即三位二元码的组合共有八种组合，则分别用八种载波相位或相位差来代表，称为8PSK或8DPSK。图6-30（a）给出了一种按格雷码次序排列的八相相位变换规则。第69页，本讲稿共85页(a)八相相位示意图 (b)八相调相示意图图6-30 八相相位及八相调相示意图第70页，本讲稿共85页 八相调相信号的一种实现方法如图6-30（b）所示。输入的串行二元码经串并变换产生三路并行二元码A，B，C，每路的码速率是串行码码速率的。A，B为双极性不归零码，用正、负电平分别表示“1”和“0”。在送入相乘调制器前，它们分别通过由C码控制的幅度控制电路。A，B两种受C控制的组合电平示意图及经调制后合成的载波矢量示意图如图6-31所示。A，B两路电平的正、负取决于A，B码的“1”和“0”。第71页，本讲稿共85页图6-31 A、B两路电平以及调制合成矢量第72页，本讲稿共85页 在图6-30中，在输入的串并变换之前加入差分码变换电路，则即为8DPSK。八相调相信号的解调也是采用相干解调，如图6-32所示。根据矢量图，A，B二位码只要用相互正交的载波 和 与接收信号相乘即可获得，低通滤波器的作用是滤除对2fc的调制产物并有一定的积分作用，其输出取样的正值判为“1”，负值判为“0”。C码的作用是使A，B码矢量作 移相，因此，需要利用两个相乘鉴相器解调而得到，当二者输出都是正电压或负电压时，C码判为“1”；当二者输出一正一负时，C码判为“0”。最后将A，B，C三种经并串变换即可恢复为原串行数字序列。如发送端是8DPSK信号，则在图6-32解调的并串变换之后再加一个差分码绝对码的码变换电路即可为8DPSK信号的解调电路。第73页，本讲稿共85页6-32 八相调相信号解调原理图第74页，本讲稿共85页6.6 各种调制方式的信道频带利用率比较各种调制方式的信道频带利用率比较6.6.1 二进制方式二进制方式 由之前的各种调制方式的功率谱可以看出，因为频带传输有调制过程，故占用的信道带宽比基带传输宽。这是因为基带传输只要求通过数字基带方波的单边频谱就可以了，而频带传输必须要求信道通过已调波的双边谱才行，这个带宽就是载波两侧第一个零点之间的带宽，它集中了已调波的主要能量，是对高频信道带宽的最低要求，因通过的已调波旁瓣的能量少，可以不考虑。故有2ASK方式的高频信道利用率为：2PSK方式的功率谱形状与ASK一致，两种方式只是幅度不同，但高频信道利用率相同，即二者均为0.5 。第75页，本讲稿共85页6.6.2 多相调制方式多相调制方式 我们先看看4相PSK的功率谱与2PSK已调波的功率谱：图6-33 4PSK与2PSK已调波的功率谱第76页，本讲稿共85页 因为四相调相要对基带码进行串/并转换。故码元速率 是比特速率的一半，所以四相调相已调波的双边功率谱第一个过零点宽度为 ，则四相调相信号的高频信道利用率为 同理，可得八相调相方式的高频信道利用率为 其实，我们不难推导出多相调相的频带利用率，设输入的串行二元码的码速率为 ，现用k个二元码作为一组，即k个二元码构成一个符号码元，则符号速率为 。k个二元码可有 种组合，则所需要的相位数为 ,即可 。第77页，本讲稿共85页 如用基带传输，则理论上的频带利用率为2k 。经双边带调制后，其频带利用率则变为k ，实际应用中，采用频谱滚降，如滚降系数为 ，则多相调相的频带利用率为 上式与QAM的频带利用率是一样的，越大，频带利用率越高，但是多相调相时，越大，已调载波信号的相位差也就越小，接收端在噪声干扰下越容易判错，使得可靠性下降。而且16PSK的抗噪声性能比16QAM差。因此，对调相方式一般不采用16PSK，一般采用4PSK和8PSK较多。第78页，本讲稿共85页6.7 数字调幅调相数字调幅调相 前面讨论了多进制调制方式可以提高频带利用率，如MPSK方式。但是多进制调制技术所以能够提高频带利用率，往往是以牺牲功率利用率换取的。这是因为，随着进制数的增加，即M的增加，在信号空间内各信号点的最小距离要减小，相应的信号判决域就要减小，因而当信号受到噪声或者干扰损害时，接收信号产生错误的概率随之增大。例如，2DPSK相位差为180，4DPSK相位差为90，8DPSK相位差为45。故要保持误码率不变，则应增加信号功率。因而频带利用率的提高是以牺牲功率为代价的。第79页，本讲稿共85页xy(a)16APKxy(b)16PSK图6-34 16APK和16PSK的信号空间分布图第80页，本讲稿共85页 所谓数字调幅调相，又称幅度相位键控(APK),它是将调幅和调相结合起来的一种调制方式。如适当的选择幅度和相位，可以做到相同频带利用率下可增加信号空间信号点的最小距离。如果采用四电平调制的八种相位变化系统就是16APK，其信号空间的信号点分布如图6-34（a）所示，为了对比，图6-34（b）给出了16PSK的相邻信号点的空间分布。由计算和图示可知，16APK的相邻信号点的距离要大于16PSK的相邻信号点的距离。这样16APK的抗噪声性能就要优于16PSK了。从前述的16QAM星座图我们可以看出，其实16QAM也是一种调幅调相系统，同样也具有较好的抗干扰性能。第81页，本讲稿共85页 目前，16QAM和16APK两种系统已被用于话路速率为9600bit/s的调制解调器当中。在数字传输系统中，许多类型的解调器都是采用相干解调的方式。这是因为在相当多的情况下相干解调的接收性能较好。所谓相干解调就是用相关法实现最佳接收的具体应用。其具体实现是接收时需要产生一个相干载波，接收端产生和形成相干载波的问题是如何获得与发送载波的频率和相位相同的信息。解决这一问题通常采用的方法是从接收的信号中提取载波的频率和相位信息，就是通常所说的载波提取和形成。关于数字调制中的载波提取和形成将在第8章中谈到，这里不予多述。第82页，本讲稿共85页小小 结结 1以数字基带信号控制载波的某一参数，使载波的相应参数随数字基带信号的变化而变化，称为数字载波调制，简称数字调制。常见的数字载波调制有三种方式，即幅移键控ASK、频移键控FSK和相移键控PSK。2二进制幅移键控调制（2ASK）是指二进制信号控制载波包络的调制。ASK信号的解调有相干解调和非相干解调两种方式。其频谱由离散谱和连续谱构成；其带宽是基带调制信号带宽的两倍；其频带利用率为0.5。第83页，本讲稿共85页 3二进制频移键控调制（2FSK）是利用二进制信号去控制载波频率变化的调制。2FSK信号的产生方法有分路选通滤波非相干法和鉴频器法等。它的频谱结构有单峰和双峰两种；它的功率谱由连续谱和离散谱构成。其带宽比2ASK和2PSK都要宽，为 ；其频带利用率小于50%。4二进制相移键控调制（2PSK）是指用二进制信号去控制载波相位变化的调制。二进制相对相移键控调制（2DPSK）的规则是以前后相邻码元的相对相位变化来表示所传送的数字信息，可先将二进制码转换成相对码，然后按照2PSK的调制规则进行调制，即可获得2DPSK信号。它们的解调以相干解调和差分相干解调为主。2PSK和2DPSK信号的带宽与2ASK的相同。第84页，本讲稿共85页 5正交幅度调制QAM的基本思想是将两路独立的基带波形分别对两个相互正交的同频载波进行抑制载波的双边带调制，再将所得到的两路已调信号叠加起来，合成信号既是正交幅度调制波。采用正交幅度调制以后，频带利用率是双边带调制的两倍，即与单边带方式或基带传输方式的频带利用率相同。MQAM的频谱利用率 ，可见 值越大，即星点数越多其频谱利用率就越高。6多进制数字调制在现代通信技术中，得到普遍应用。在相同的码元速率下，其信息速率比二进制调制的高。在相同的信息速率下，其码元速率比二进制的低。在相同的噪声条件下，多进制数字调制系统的抗噪声性能低于二进制数字调制系统。第85页，本讲稿共85页