传输线与反射讲稿.ppt

传输线与反射1第一页，讲稿共九十六页哦5.0 引言引言如果信号沿互连线传播时所受到的瞬态阻抗发生变化，则一部分信号将被反反射射，另一部分发生失失真真并继续传播，这正是单一网络中多数多数信号完整性问题产生的主要原因。反射和失真使信号质量下降，看起来就像是振铃。引起信号电平下降的下冲可能会超过噪声容限，造成误触发。下图表示短传输线末端由瞬态阻抗突变造成的反射噪声。2第二页，讲稿共九十六页哦5.0 引言引言只要信号遇到瞬态阻抗突变，反射就会发生。只要信号遇到瞬态阻抗突变，反射就会发生。反射可能发生在线末端，或者是互连线拓扑结构发生改变的地方，如拐角、过孔、T型结构、接插件等处。因此设计互连线的目的就是尽可能保持信号受到的阻抗恒定。首首先先要保持互连线的特性阻抗恒定。因此，制造阻抗可控电路板变得越来越重要。减小桩线（减小桩线（stub）长度、）长度、使使用用菊菊花花链链代代替替分分支支结结构构、使使用用真真正正的的点点对对点点拓拓扑扑结结构构等等设设计计技技巧，巧，都是为了保持瞬态阻抗恒定。其其次次改进拓扑结构设计并增加分立电阻元件应对阻抗的突变，从而保证信号受到的瞬态阻抗恒定。3第三页，讲稿共九十六页哦5.1 阻抗变化处的反射阻抗变化处的反射只要瞬态阻抗发生了改变，部分信号将沿着与原传播方向相反的方向反射，而另一部分将继续传播，但幅度有所改变。将瞬态阻抗发生改变的地方称为阻抗突变，或简称突变突变。反射信号的量值由瞬态阻抗的变化量决定，如图所示。如果第第一一个个区区域域瞬态阻抗是Z1，第第二二个个区区域域是Z2，则反射信号与入射信号幅值之比为（后面证明）：Vreflected表示反射电压；Vincident表示入射电压；Z1表示信号最初所在区域1的瞬态阻抗；Z2表示信号进入区域2时的瞬态阻抗；表示反射系数；4第四页，讲稿共九十六页哦5.1 阻抗变化处的反射阻抗变化处的反射 两个区域的阻抗差异越大，反射信号量就越大。两个区域的阻抗差异越大，反射信号量就越大。例如，1V信号沿特性阻抗为50W的传输线传播，开始所受到的瞬态阻抗为50W，当它进入特性阻抗为75W的区域时，反射系数为：(75-50)/(75+50)=0.2，反射电压为1V0.2=0.2V。信号沿传输线传播时遇到阻抗突变，在突变处将产生另一个波。该波将叠加在第1个波上，向源端传播，其幅度等于入射电压的幅度乘以反射系数。反反射射系系数数描描述述了了反反射射回回源源端端的的那那部部分分电电压压。传传输输系系数数描描述述了了通通过过交交界界面面进进入入第第二二区区域域的的部部分分入入射射电电压。压。5第五页，讲稿共九十六页哦5.2 反射形成机理反射形成机理为了减少和消除反射，在高速电路板设计中的要注意四点：1.使用可控阻抗互连线；使用可控阻抗互连线；2.传输线两端至少有一端需要匹配；传输线两端至少有一端需要匹配；3.采用使多分支产生的影响最小化的布线拓扑结构；采用使多分支产生的影响最小化的布线拓扑结构；4.使几何结构的不连续（突变）最小化。使几何结构的不连续（突变）最小化。6第六页，讲稿共九十六页哦5.2 反射形成机理反射形成机理那么为什么会产生反射呢？那么为什么会产生反射呢？为了满足两个重要的边界条件！为了满足两个重要的边界条件！在突变交界面处，无论是从区域1还是从区域2看过去，交界面两侧的电压和电流电压和电流都必须是相同必须是相同的。边边界界处处不不可可能能出出现现电电压压不不连连续续，否否则则此此处处会会有有一一个个无无限限大大电电场场；也不可能出现电流不连续，否则会有一个无限大的磁场也不可能出现电流不连续，否则会有一个无限大的磁场。7第七页，讲稿共九十六页哦5.2 反射形成机理反射形成机理为了维持分界面两侧的电压和电流相等，就需要满足关系式V1=V2，I1=I2。而I1=V1/Z1，I2=V2/Z2，同时成立，显然，当两个区域的阻抗不同时，这些关系式绝不可能同时成立。为了使整个系统协调稳定，区域1中产生了一个反射回源端的电压。它它的的唯唯一一目目的的就就是是吸吸收收入入射射信信号号和和传传输输信信号号之之间间不匹配的电压和电流，不匹配的电压和电流，如图所示。入射信号穿越分界面时，产生了反射电压和电流，从而使分界面两侧的电压和电流回路相匹配。8第八页，讲稿共九十六页哦5.2 反射形成机理反射形成机理入射信号Vinc向着分界面传播，而传输信号Vtrans向远离分界面的方向传播。分界面两侧电压相同的条件：在区域1，分界处总电流由入射电流和反射电流决定，它们传播方向相反。区域1分界面处净电流为Iinc-Irefl。在区域2中，电流等于Itrans。分别从分界面两侧看进去，电流相同的条件是：9第九页，讲稿共九十六页哦5.2 反射形成机理反射形成机理每个区域中的阻抗值为该区域中电压与电流的比值：代入电流表达式中得：即：这就是反射系数的定义这就是反射系数的定义！10第十页，讲稿共九十六页哦5.3 电阻性负载的反射电阻性负载的反射传输线的终端匹配有三三种种最重要的特殊情况。假设传输线的特性阻抗是50W。首先，如果传输线的终端为开路，即末端的瞬态阻抗是无穷大。这时反射系数为1：(无穷-50)/(无穷+50)=1。即在开路端将产生与入射波大小相同、方向相反、返回源端的反射波。在传输线的末端（开路端的总电压），将是两个波的叠加。一个是幅度为1V的信号向开路端传播，同时另一个也是1V信号，但它向相反的方向传播。因此开路端的电压为2V。见下图。11第十一页，讲稿共九十六页哦5.3 电阻性负载的反射电阻性负载的反射如果区域2是开路，则反射系数为1。此时开路处有两个方向相反的波相叠加。12第十二页，讲稿共九十六页哦5.3 电阻性负载的反射电阻性负载的反射第第二二种特殊情况是传输线的末端与返回路径相短短路路，即末端阻抗为0。反射系数为-1：(0-50)/(0+50)=-1。1V入射信号到达远端时，产生-1V反射信号向源端传播。短路突变处测得的电压为入射电压与反射电压之和，即0V。13第十三页，讲稿共九十六页哦5.3 电阻性负载的反射电阻性负载的反射最最后后一一种种特殊情况是传输线末端所接阻抗与传输线的特性阻抗相匹匹配配。如果传输线的末端连接50W电阻，则反射系数为0，此时不会存在反射电压，50W电阻两端的电压就仅是入射信号。14第十四页，讲稿共九十六页哦5.3 电阻性负载的反射电阻性负载的反射当末端为一般电阻性负载时，信号所受到的瞬态阻抗在0到无穷大之间，这样，反射系数在-1到+1之间。下图给出了50W传输线的终端电阻与反射系数之间的关系。信号从50W的区域1到区域2各种阻抗时的反射系数。15第十五页，讲稿共九十六页哦5.3 电阻性负载的反射电阻性负载的反射当区域2的阻抗小于区域1的阻抗时，反射系数为负，反射电压也是负电压。该负电压行波将返回源端。这时电阻（负载）两端的电压总是小于入射电压。1V入射信号，终端电压值。为入射波与反射波之和。16第十六页，讲稿共九十六页哦5.3 电阻性负载的反射电阻性负载的反射那么采用源端匹配还是终端匹配？那么采用源端匹配还是终端匹配？常说采用源端匹配较好，为什么？假设源端不匹配（如传输线特性阻抗为50W，源内阻为10W），而终端匹配（终端负载为50W）。此时，因为传输线上电压分压的关系，终端实际电压反而不到1V（50/601V=0.83V）。另外，终端常常给定的，或者是要求高阻负载，不易匹配。相反，对于1V的信号源，当源端单端匹配（50W），而终端开路时，传输线分压所得的0.5V，在终端叠加成1V。当反射波返回源端时即被吸收，不再形成振铃。因此，终端波形为1V的阶跃函数。17第十七页，讲稿共九十六页哦5.4 求解驱动源内阻抗求解驱动源内阻抗当反射波最终到达源端时，将源端的输出阻抗作为瞬态阻抗。假设器件等效电路模型为理想电压源与内阻串联，如图所示。当它驱动一个高阻抗时，可以得到源输出电压。如果在输出端串联一个Rt=10W的小电阻，测量该电阻电压Vt，可以计算出驱动器内阻Rs。接有终端电阻的输出驱动器简单模型。Rs表示驱动器内阻；Rt表示输出端连接的终端电阻；Vo表示驱动器的开路输出电压；Vt表示终端电阻两端的电压。18第十八页，讲稿共九十六页哦5.4 求解驱动源内阻抗求解驱动源内阻抗下图给出了用CMOS驱动器模型仿真的输出电压。其中，开路电压为3.3V连接的10W电阻两端电压为1.9V。由上式可以计算出内阻：10W(3.3/1.9-1)=7.3W。驱动器分别连接电阻10kW和10W时的输出电压。由这两个电压计算驱动器内阻。19第十九页，讲稿共九十六页哦5.5 反弹图反弹图 进入传输线的实际电压即入射电压，入射电压是由源电压、内阻和传输线阻抗组成分压器决定的。如果已知传输线的时延TD、信号所通过各区域的阻抗和驱动器的初始电压，就可以计算出每个交界面的反射，也可以预测出任意一点的实时电压。例如，源电压是1V，内阻是10W，则实际进入时延为1ns的50W传输线的电压是1V50/(50+10)=0.84V，这个0.84V信号就是沿传输线传播的初始入射电压。20第二十页，讲稿共九十六页哦5.5 反弹图反弹图假设传输线的末端是开开路路，1ns后后在线末端测得开路两端的总电压为两个波之和，即0.84V+0.84V=1.68V。再过1ns，0.84V反射波到达源端，再次遇到阻抗突变（内阻为10W）。源端的反射系数是(10-50)/(10+50)=-0.67，这时将有0.84V(-0.67)=-0.56V反射回线远端。接着，这个新产生的波又会从远端反射回源端，即-0.56V电压将被反射回来。这时线远端开路处将同时测得四个波：从一次行波中得到20.84V=1.68V，从二次反射中得到的2(-0.56V)=-1.12V，故总电压为0.56V。21第二十一页，讲稿共九十六页哦5.5 反弹图反弹图-0.56V信号到达源端后仍然会再次反射，反射电压是-0.56V(-0.67)=0.37V。在远端总电压0.56V+0.37V2=1.32V，如此下去，反射可以用反弹图或网格图来表示，如图所示。利用反弹图或网格图分析多次反射和远端接收器的时变电压。22第二十二页，讲稿共九十六页哦5.5 反弹图反弹图在上述情况下，内内阻阻小小于于传传输输线线的的特特性性阻阻抗抗，源源端端出出现现的的是是负负反反射射，这这将将引引起起通通常常所所说说的的振振铃铃现现象象。下图给出了上例中，当信号上升时间远小于传输线的时延时，传输线远端的电压波形。这是考虑了所有的多次反射和阻抗突变的情况下，用SPICE仿真器来预测远端的波形。利用网格图仿真传输线远端的电压。用SPICE仿真得到。23第二十三页，讲稿共九十六页哦5.5 反弹图反弹图图中有两个重要的特性：第一，远端的电压最终逼近源电压1V，因为该电路是开路的。所以，这是一个必然的结果，即源电压最终是加在开路上。第二，开路处的实际电压有时大大于于源源电电压压。源电压仅1V，然而远端测得的最大电压是1.68V。24第二十四页，讲稿共九十六页哦5.6 反射波形仿真反射波形仿真当终端是阻抗较复杂的器件时，电路仿真计算比较简单。内阻内阻10W W驱动器，特性阻抗驱动器，特性阻抗50W W传输线，传输线，SPICE仿真中可能出现的情况。仿真中可能出现的情况。上图是信号上升时间不同时远端电压；下图是串联的源端电阻不同时远端电压。上图是信号上升时间不同时远端电压；下图是串联的源端电阻不同时远端电压。25第二十五页，讲稿共九十六页哦5.6 反射波形仿真反射波形仿真内阻、传输线特性阻抗、时延以及终端阻抗可以有很多种不同的组合方式，每一种都可以仿真。上图分别给出了信号上升时间从0.1ns上升到1.5ns和源端端接阻抗从0W至90W范围变化时，远端信号波形的变化。无无论论是是使使用用SPICESPICE电电路路仿仿真真器器还还是是行行为为级级仿仿真真器器，都都可可以以在在考考虑虑传传输输线线所所有有特特性性的的情情况况下下对对任任意意传传输输线线电电路的性能进行仿真。路的性能进行仿真。26第二十六页，讲稿共九十六页哦5.7 使用使用TDR测量反射测量反射TDR(Time Domain Reflectometry)时域反射测量TDR能能够够发发射射边边沿沿快快速速上上升升的的阶阶跃跃信信号号，上上升升边边沿沿一一般般为为35ps到到150ps，然然后后测测量量反反射射的的瞬瞬态态幅幅度度，利利用用反反射射电电压压得得到到被被测测器器件件的的阻阻抗抗。可可以以认认为为TDR是一个快速阶跃信号发生器和高速采样示波器。是一个快速阶跃信号发生器和高速采样示波器。27第二十七页，讲稿共九十六页哦5.7 使用使用TDR测量反射测量反射下图为TDR内部工作情况的示意图。TDR内部结构图：一个高速脉冲发生器产生快速上升的电压脉冲，该脉冲流经精确的50W电阻，该电阻串联一个很短的50W同轴电缆，最后接到前面板的SMA端上。待测器件(DUT Device Under Test)则插在该SMA上。然后用高速采样示波器测得内部总电压并显示。28第二十八页，讲稿共九十六页哦5.7 使用使用TDR测量反射测量反射信号源输出阶跃信号约400mV，经过50W校准电阻。紧靠该电阻是测试点，高速采样放大器测该点电压值。一根短同轴电缆，连接到前面板SMA插头上。DUT就插在该SMA插头上。信号从源端注入DUT，在采样点处探测反射信号。测试点处有两个电阻，第一个电阻是内部校准电阻，第二个是TDR内部的传输线。在测试点，测得的电压为:400mV50W/(50W+50W)=200mV，并在高速采样示波器中显示出来。信号继续沿内部同轴电缆到达DUT。29第二十九页，讲稿共九十六页哦5.7 使用使用TDR测量反射测量反射如如果果DUT是是一一个个50W W的的终终端端，则此处没有反射信号，所以采样点处仅有的电压为前向波，其电压恒定为200mV。如如果果DUT为为开开路路，DUT处的反射电压为200mV。经过很短的时间后，该200mV反射信号返回到采样点，此时测量并显示的是200mV入射电压与200mV反射电压之和，即400mV。如如果果DUT为为短短路路，DUT处的反射电压为-200mV。经过很短的时间后，该-200mV反射信号返回到采样点，此时测量并显示的是200mV入射电压与-200mV反射电压之和，即0V。30第三十页，讲稿共九十六页哦5.7 使用使用TDR测量反射测量反射当DUT开路和短路时测得的TDR相应。31第三十一页，讲稿共九十六页哦5.7 使用使用TDR测量反射测量反射TDR可以测量出连接在仪器前端SMA插头上的各种互连所产生的反射电压，以及信号沿互连线传播的过程中，在所有突变处产生反射时，该电压随时间的变化情况。当当需需要要了了解解自自身身没没有有电电压压源源的的无无源源互互连连线线特特性性时时，TDR是最合适的测量仪器。是最合适的测量仪器。在在测测量量有有源源电电路路的的实实际际电电压压时时，带带高高阻阻抗抗探探针针的的高速示波器则是最合适的工具。高速示波器则是最合适的工具。32第三十二页，讲稿共九十六页哦5.7 使用使用TDR测量反射测量反射当传输信号继续沿DUT传播时，如果有其它的瞬态阻抗发生改变的区域，那么新的反射电压就会产生，此电压将返回内部测试点处并显示出来。入射信号沿着互连线传播，同时反射信号沿着互连线返回到测试点，所以从显示器上看到的时延正好是任意突变点的往返时延。例如，如果DUT是均匀的4in长、50W的传输线，因为它通常不是精确的50W。这样，最初在DUT的入口处会有一个很小的反射电压，而当入射信号到达远端开路处时，就会有一个较大的反射信号返回测试点。33第三十三页，讲稿共九十六页哦5.7 使用使用TDR测量反射测量反射如果传输线DUT不是50W，那么在传输线DUT的两端就会发生多次反射。TDR显示的是所有返回内部测试点的信号的叠加。下图给出了末端开路时，TDR对50W传输线DUT和15W传输线DUT的响应情况。左图时基200ps/div，右图时基5ns/div34第三十四页，讲稿共九十六页哦5.8 传输线的非故意突变传输线的非故意突变阻抗改变，必有反射。要预测阻抗突变，就要选择合适的设计方案。但是，即使电路板设计时采用可控阻抗互连线，信号在下列非故意情况时仍然会遇到阻抗的突变：1.线的末端；线的末端；2.封装引线；封装引线；3.输入门电容；输入门电容；4.信号层间的过孔；信号层间的过孔；5.拐角；拐角；6.桩线（桩线（stub）；）；7.分支；分支；8.测试焊盘；测试焊盘；9.返回路径上的间隙；返回路径上的间隙；10.过孔区域中的颈状；过孔区域中的颈状；11.线交叉。线交叉。35第三十五页，讲稿共九十六页哦5.8 传输线的非故意突变传输线的非故意突变常用三种等效电路模型描述非故意突变：短传输线（串联或并联）；理想电容；理想电感。下图给出了线两端或中间可能的等效电路模型。突变引起的信号失真程度受两个最重要参数的影响：信号的上升时间上升时间（内因）和阻抗突变阻抗突变的大小（外因）。电感和电容的瞬态阻抗与电流、电压的瞬时变化率有关，因此反射系数随信号上升时间不同而不同。反射电压值与信号上升时间有关反射电压值与信号上升时间有关。36第三十六页，讲稿共九十六页哦5.8 传输线的非故意突变传输线的非故意突变用传输线电路来示例三种特殊阻抗突变的情况：短传输线的串联和并联、并联电容、串联电感。37第三十七页，讲稿共九十六页哦5.8 传输线的非故意突变传输线的非故意突变设计一个绝对没有反射的互连线是不可能的！设计一个绝对没有反射的互连线是不可能的！多大的噪声是可以接受的，多大的噪声是过量的呢？这很大程度上取决于噪声预算和每个噪声源会分配多大的噪声电压。只有把产生突变的物理结构转换成相应的电路模型并进行仿真，才能充分明白这些因素以及阻抗突变所产生的影响，而经验法则只能在问题产生时提供工程预见和大致策略。38第三十八页，讲稿共九十六页哦5.8 传输线的非故意突变传输线的非故意突变除非特别指定，根据经验，反射噪声应被控制在电压摆幅的10%之内。对于3.3V信号，反射噪声应该被控制在330mV之内。某些噪声预算可能更加保守，反射噪声仅分配了5%。一般来说，噪声预算要求越严，解决方案就越昂贵。通常，只关心那些接近或超过信号摆幅10%的噪声。39第三十九页，讲稿共九十六页哦5.9 传输线多长时需要端接匹配传输线多长时需要端接匹配信号在远端高阻抗开路端和近端低阻抗驱动间反弹。如果导线短，虽然发生反射，但它们被被上上升升或或下下降降沿沿掩盖了。下图为时延为上升时间20%、30%和40%时接收端波形。在远端开路时的100MHz时钟波形。时延超过上升时间20%时，振铃可能引起问题。40第四十页，讲稿共九十六页哦5.9 传输线多长时需要端接匹配传输线多长时需要端接匹配对于0.5ns的上升沿，当互连线时延大于0.1ns（即20%）时，所有的反射都将发生，它们每0.2ns（即往返时间）完成一个来回振荡。如果时延远小于上升时间，那么多次反射将被掩盖在上升沿中，不会引起问题。但如果时延超过上升时间的20%，振铃就开始有明显的效果。当当传传输输线线时时延延大大于于信信号号上上升升时时间间20%20%时时，就就要要开开始始考考虑虑由由于于导导线线没没有有终终端端端端接接而而产产生生的的振振铃铃噪噪声声。如如果果传传输输线线时时延延小小于于信信号号上上升升时时间间20%20%时时，振振铃铃噪噪声声可可以以忽忽略略，传传输输线不需要终端端接（即线较短时）。线不需要终端端接（即线较短时）。41第四十一页，讲稿共九十六页哦5.9 传输线多长时需要端接匹配传输线多长时需要端接匹配如果上升时间是1ns，没有终端端接的传输线最大时延是1ns20%=0.2ns，在FR4中，信号传播速度大约为6in/ns，所以没有终端端接的传输线的最大长度约为6in/ns0.2ns=1.2in。所以为了避免反射，没有终端端接时的传输线的最大长度大约为：Lenmax表示没有终端端接的传输线最大长度，单位为in；RT表示信号上升时间，单位为ns。42第四十二页，讲稿共九十六页哦5.9 传输线多长时需要端接匹配传输线多长时需要端接匹配 在在FR4中中没有终端端接的传输线最大长度的英寸值没有终端端接的传输线最大长度的英寸值等于信号上升时间的纳秒值。等于信号上升时间的纳秒值。若时钟频率是10MHz，时钟周期是100ns，如果上升时间约为10ns，那么没有终端端接时传输线最大长度为10in。当信号上升时间变为0.25ns，为了避免振铃噪声造成大的影响，没有终端端接时传输线的最大长度大约为0.25in(6.35mm)！几乎所有互连线的长度都大于这个值。所以对于目前和未来的所有产品，端接策略是必须必须的。43第四十三页，讲稿共九十六页哦5.10 点到点拓扑通用源端端接策略点到点拓扑通用源端端接策略振铃是由源端和远端的阻抗突变、两端之间不断往复多次反射引起的。所以，至少在一端消除反射，就可以减小振铃噪声。控制传输线一端或两端的阻抗，从而减小反射的方法称为传输线的端接。典典型型的的方方法法是是在在重重要要位位置置上上放放置置一一个个或或多个电阻。多个电阻。一个驱动器驱动一个接收器的情况称为点对点的拓扑结构。下图示例了端接点对点拓扑结构的四种方法。最常用的方法是将电阻串联在驱动器端，这称为源源端端串串联联端端接接。端接电阻与驱动器内阻之和应等于传输线的特性阻抗。44第四十四页，讲稿共九十六页哦5.10 点到点拓扑通用源端端接策略点到点拓扑通用源端端接策略点对点拓扑结构四种常用端接，第一种源端最常用。点对点拓扑结构四种常用端接，第一种源端最常用。45第四十五页，讲稿共九十六页哦5.10 点到点拓扑通用源端端接策略点到点拓扑通用源端端接策略如果驱动器内阻为10W，传输线特性阻抗是50W，那么端接电阻大约为40W。驱动器产生1V信号遇到50W电阻和50W传输线的分压器，这样，0.5V将到达传输线。0.5V反射信号返回源端到达串联端接电阻时，往源端看进去的阻抗就是40W串联电阻加上10W内阻，即50W，不会产生反射，被完全吸收。这时在远端看到的是1V信号而没有反射。下图给出了当有和没有40W源端串联端接时，传输线远端的波形。46第四十六页，讲稿共九十六页哦5.10 点到点拓扑通用源端端接策略点到点拓扑通用源端端接策略传输线分别有和没有源端串联端接电阻时，其远端的快速传输线分别有和没有源端串联端接电阻时，其远端的快速上升边的电压信号。上升边的电压信号。47第四十七页，讲稿共九十六页哦5.10 点到点拓扑通用源端端接策略点到点拓扑通用源端端接策略在源端，必须等待反射波的到来，等待的时间等于往返时间，所以串联电阻之后的源端电压将形成台阶形状。相对于信号上升时间，往返时延越长，台阶形状就持续的越长。下图给出了源端测得的电压。只要在源端附近没有别的接收器接收到该台阶形状，就不会引发问题。否则就要使用其它拓扑结构和终端端接方案。48第四十八页，讲稿共九十六页哦5.10 点到点拓扑通用源端端接策略点到点拓扑通用源端端接策略下例中，都假设源阻抗已经与传输线的特性阻抗50W相匹配。末末端是直接提升，在源端反而是台阶提升！端是直接提升，在源端反而是台阶提升！传输线具有源端传输线具有源端40W W串联电阻，随着线长度的增加，在源端测得的串联电阻，随着线长度的增加，在源端测得的100MHz时钟信号。信号上升时间为时钟信号。信号上升时间为0.5ns。49第四十九页，讲稿共九十六页哦5.11 短串接传输线的反射短串接传输线的反射电路板上线条常常要通过过孔区域（过过孔孔就就是是传传输输中中的的瓶瓶颈颈），或是要在元件密集区域布线。此时线宽必然变窄，特性阻抗变大。短传输线对信号影响的三个特性是（两两外外因因：长长度度、宽宽度度，一内因：一内因：信号的上升时间信号的上升时间）：突变段引起的时延（TD，长度）；突变段的特性阻抗（Z0，宽度）；信号的上升时间（RT，上升边）。如果时延大于上升时间，从电气上讲突变段就较长，反射系数将很大，反射系数的作用就很明显。50第五十页，讲稿共九十六页哦5.11 短串接传输线的反射短串接传输线的反射如果线条的形状造成阻抗从50W变为75W，反射系数将为0.2。下图给出了一些较长的传输线长的突变造成的反射信号和传输信号。在传输线电路中，有一段电气上较长且均匀的突变。当突变的阻抗变化时，在传输线电路中，有一段电气上较长且均匀的突变。当突变的阻抗变化时，传输线上的反射信号和传输信号（传输线上的反射信号和传输信号（长串接阻抗变化单因素图）长串接阻抗变化单因素图）。51第五十一页，讲稿共九十六页哦5.11 短串接传输线的反射短串接传输线的反射阻抗突变引起了信号来回振荡，从而形成了反射噪声。这就是要设计均匀特性阻抗互连线的原因。为了保持反射噪声低于电压摆幅5%，就需要保证特性阻抗的变化率小于10%，这就是为什么电路板上阻抗的典型指标为10%！52第五十二页，讲稿共九十六页哦5.11 短串接传输线的反射短串接传输线的反射一段短且均匀的突变。当突变段的时延从信号上升时间的一段短且均匀的突变。当突变段的时延从信号上升时间的0%上升到上升到40%时，传时，传输线上的反射信号和传输信号。输线上的反射信号和传输信号。53第五十三页，讲稿共九十六页哦5.11 短串接传输线的反射短串接传输线的反射在中间插入一段异变传输线时，不管在第一个界面处发生的反射如何，它总是在与第二个界面处发生的反射大小相等，方向相反，因为Z1和Z2值互换了。这样，如果突变段长度很短，来自两端的反射就可以互相抵消，对信号完整性的影响就可以忽略。如上图所示。如果突变段的时延小于信号上升时间20%，它就不会造成问题。得到相同的经验法则，可允许的阻抗突变最大长度为：如如果果突突变变段段的的时时延延小小于于信信号号上上升升时时间间20%，突突变变对对信信号号质质量量造造成成的的影影响响可可以以忽忽略略。经经验验法法则则：突突变变段段的的长长度度（in）应应小小于于信信号上升时间（号上升时间（ns）。）。例如信号上升时间为0.5ns，则长度小于0.5in(12.7mm)的连线就不会产生信号完整性问题。54第五十四页，讲稿共九十六页哦5.12 短桩线传输线的反射短桩线传输线的反射传输线中常常加上分支使信号到达多个输出端。如果分支很短，称为桩线（stubs）。因为所有的反射都必须考虑，所以桩线的影响很复杂。信号离开驱动器后，遇到了分支点。这时信号遇到的是两段传输线的并联阻抗，此阻抗较低，所以产生的负反射将回到源端。另一部分信号将沿两个分支继续传播。当桩线上的信号到达桩线末端时，它将反射回分支点。然后，再从分支点反射到桩线末端，就这样在桩线上来回振荡。同时，每当与分支点发生交互时，桩线中的部分信号将回到源端和远端。每个交界处都是一个反射点。55第五十五页，讲稿共九十六页哦5.12 短桩线传输线的反射短桩线传输线的反射决定桩线对信号影响程度的两个重要因素是信信号号上上升升时时间间和和桩桩线线的的长长度度。假设桩线位于传输线的中间，并且其特性阻抗和主线的相同。图给出了当桩线长度从上升时间20%到60%时，仿真得到的反射信号和传输信号。传输线电路中间有短桩线，而且桩线时延从信号上升时间传输线电路中间有短桩线，而且桩线时延从信号上升时间20%到到60%时，传输线上的反射信号时，传输线上的反射信号和传输信号。和传输信号。56第五十六页，讲稿共九十六页哦5.12 短桩线传输线的反射短桩线传输线的反射一个大致的经验法则：如果桩线长度小于信号上升边的空间延伸20%，其影响可以忽略。否则它对信号质量就会有很大的影响，这时必须通过仿真来估计它是否可以接受。例如，如果驱动器的上升时间是1ns，则可以使用时延小于0.2ns的桩线，其长度大约为1in。又得到一个经验法则：Lstubmax表示桩线可允许的最大长度，单位为表示桩线可允许的最大长度，单位为in；RT表示信号上升时间，单位为表示信号上升时间，单位为ns。57第五十七页，讲稿共九十六页哦5.13 容性终端负载的反射容性终端负载的反射实际接收器有门输入电容（约为2pF），另外接收器封装引线与返回路径间约有1pF电容，如果传输线末端排列三个存储器件，则负载可能为10pF。信号沿传输线到达末端理想电容时，决定反射系数的瞬态阻抗将随时间变化：时域中电容的阻抗为：58第五十八页，讲稿共九十六页哦5.13 容性终端负载的反射容性终端负载的反射如果信号上升时间小于电容的充电时间常数，那么最初电容器两端的电压将迅速上升，这时阻抗很小。随着电容器充电，电容器两端的电压变化率dV/dt缓慢下降，这时电容器阻抗明显增大。如果时间足够长，电容器充电达到饱和，那么电容器就相当于开路。因此反射系数随时间变化。反射信号先先下下跌跌再再上上升升到开路情形（相当于近于短路，凹下去，最终相当于开路）这个精确波形是由传输线特性阻抗、电容器电容量和信号上升时间决定。59第五十九页，讲稿共九十六页哦5.13 容性终端负载的反射容性终端负载的反射下图给出了电容器分别为2pF、5pF和10pF时，仿真得到的反射信号和传输信号的波形。对于上升时间为对于上升时间为0.5ns的信号，当传输线电路远端容性负载的电容量分别为的信号，当传输线电路远端容性负载的电容量分别为2pF、5pF和和10pF时，传输线上的反射信号和传输信号。时，传输线上的反射信号和传输信号。60第六十页，讲稿共九十六页哦5.13 容性终端负载的反射容性终端负载的反射传输电压模式的长期效果就像是通过电阻向电容器充电。电容器对信号上升沿进行滤波，对接收端信号来说，它就相当于一个“时延累加器”。与RC电路充电方式非常相似，而RC电路中电容器两端的电压随时间常数的指数增加，根据这一关系，可以估计出新信号升至幅度中间值的时延增加量，即时延累加。这时的时间常数为：10%90%的上升时间与时间常数的关系为：61第六十一页，讲稿共九十六页哦5.13 容性终端负载的反射容性终端负载的反射在带容性负载的传输线末端，电压的变化就是对RC的充电过程，其中C是负载的电容，R即传输线的特性阻抗Z0，则如果传输线的特性阻抗为50W，电容为10pF，则10-90充电时间约为1.1ns。如果初始信号的上升时间小于1.1ns，则传输线末端的容性负载将占主导地位并决定接收端的上升时间。如果初始信号的上升时间大于10-90充电时间，该末端电容将使信号的上升时间累加上10-90充电时间。必必须须重重视视由传输线的特性阻抗和输入接收器的容性负载决定的10-90充电上升时间。当10-90RC上升时间与初始信号的上升时间相当时，远端的容性负载就对时序有明显的影响。62第六十二页，讲稿共九十六页哦5.14 连线中途的容性负载反射连线中途的容性负载反射测试焊盘、过孔、封装引线或中途短桩线，都起着集总电容器的作用。如果在靠近线条的前端处接有接收器，信号边沿下滑会产生问题。63第六十三页，讲稿共九十六页哦5.14 连线中途的容性负载反射连线中途的容性负载反射对于远端，第一次经过电容的传输信号并没有受到太大影响。当信号在末端发生反射后，它将向源端方向返回。这一次它到达电容器时，带负值符号的部分信号将又反射回远端。这些反射回接收器的信号为负电压，使接收端信号下降形成下冲。电电容容量量越越大大，阻阻抗抗越越小小，负负反反射射电电压压越越大大，接接收收端端的的下下冲冲也越大。上升时间越短，电容器阻抗越小，下冲就越大。也越大。上升时间越短，电容器阻抗越小，下冲就越大。如果对于上升时间RT，电容量Cmax勉强可以接受，这时如果上升时间减小，最大可允许的电容量也必须减小。上升时间与电容量比值的单位是欧姆，这正是时域中电容器的阻抗：64第六十四页，讲稿共九十六页哦5.14 连线中途的容性负载反射连线中途的容性负载反射因为，如果信号是线性上升边，而且其上升时间是RT，则dV/dt等于V/RT，则电容器阻抗为：信号上升过程中，信号路径与返回路径之间好像存在一个并联阻抗Zcap，并引起反射。65第六十五页，讲稿共九十六页哦5.14 连线中途的容性负载反射连线中途的容性负载反射为了避免该阻抗造成严重问题，要求该阻抗大于传输线阻抗，即ZcapZ0，开始时，Zcap5Z0对电容器和上升时间的要求用以下公式表示：66第六十六页，讲稿共九十六页哦5.14 连线中途的容性负载反射连线中途的容性负载反射如果特性阻抗是50W，则所允许的最大电容为：为为了了避避免免容容性性突突变变造造成成过过量量的的下下冲冲噪噪声声，应应使使电电容量（容量（pF）低于信号上升时间（）低于信号上升时间（ns）的）的4倍。倍。这这一一粗粗略略的的限限制制说说明明如如果果系系统统上上升升时时间间为为1ns，则则不不会影响信号质量的容性突变约为会影响信号质量的容性突变约为4pF。67第六十七页，讲稿共九十六页哦5.15 连线中途容性负载的时延累加连线中途容性负载的时延累加容性负载产生的第一类影响是接收端的下冲噪声。第二类影响则是远端信号接收时间的延迟和相应缓慢。因为电容与传输线如同一个RC滤波器，所以传输信号的10-90上升时间将增加，信号超过电压门限50%的时间也会滞后。传输信号的10-90上升时间约为：50%处的时延累加量称为时延累加，约为：其中：RT10-90表示信号上升时间的10%到90%，单位为ns；DT表示通过电压门限50%的时延增加量，单位为ns；Z0表示传输线的特性阻抗，单位为W。C表示容性突变，单位为nF。系数1/2是因为传输线的前一半是电容充电，后一般则使电容放电。所以使电容充电的有效阻抗实际上是特性阻抗的1/2。68第六十八页，讲稿共九十六页哦5.15 连线中途容性负载的时延累加连线中途容性负载的时延累加信号上升时间为50ps时，50W导线中的不同容性突变所引起的接收端时延增量，分别为50ps、125ps和250ps。69第六十九页，讲稿共九十六页哦5.15 连线中途容性负载的时延累加连线中途容性负载的时延累加例如，50W传输线中，对于2pF容性突变，传输信号的10-90上升时间约增加502pF=100ps，50%门限的时延累加约为0.5502pF=50ps，上图给出了对于三个不同的容性突变，接收端信号到达50%门限时，仿真得到的上升时间和时延。很难使测试焊盘、接插件焊盘和过孔引起的容性突变低于1pF。每1pF焊盘约增加0.5501pF=25ps时延。使用低特性阻抗（例如RAMBUS选择28W）是减小时延累加影响的一种方法。对于同样的容性突变，特性阻抗越低，时延累加就越小。70第七十页，讲稿共九十六页哦5.16 拐角和过孔的影响拐角和过孔的影响两个临近的两个临近的90度拐角、度拐角、65mil宽的宽的50W W均匀传输线上均匀传输线上TDR响应。原信号上升时间为响应。原信号上升时间为50ps。71第七十一页，讲稿共九十六页哦5.16 拐角和过孔的影响拐角和过孔的影响任何均匀互连线中90度拐角一定会造成阻抗突变。将90度拐角变成两个45度拐角就可以减少这种影响，而使用线宽固定的弧形拐角比其它任何形状的效果要好得多。弯弯曲曲处处的的额额外外线线宽宽是是使使拐拐角角影影响响信信号号传传输输的的唯唯一一因因素素，它它如如同同一一个个容容性性突突变变。正正是是这这个个容容性性突突变变引起了反射和传输信号的时延累加。引起了反射和传输信号的时延累加。72第七十二页，讲稿共九十六页哦5.16 拐角和过孔的影响拐角和过孔的影响如果拐角处导线的线宽固定，那么整根导线的线宽没有变化，不会产生反射。可以粗略地估计拐角处的额外金属；右图举例说明了拐角是正方形的一部分。拐角肯定小于正方形，可以把它粗略近似成一个正方形金属的一半。拐角的额外区域可简单估计为正方形的一半相当于均匀传输线的 中 途 挂 了 一 个0.1pF的小电容73第七十三页，讲稿共九十六页哦5.16 拐角和过孔的影响拐角和过孔的影响根据正方形的电容量和导线的单位长度电容，可以估计出拐角的电容量：Ccorner=0.5Csq=0.5CLw导线的单位长度电容与特性阻抗之间的关系为：从而拐角处的电容量大约估计为：其