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第七章脉冲的产生与变换1第1页，本讲稿共100页获取脉冲信号的方法：获取脉冲信号的方法：1、直接法：由脉冲振荡器产生、直接法：由脉冲振荡器产生TTL与非门构成与非门构成CMOS多谐振荡器多谐振荡器石英晶体多谐振荡器石英晶体多谐振荡器基本多谐振荡器基本多谐振荡器RCRC环形多谐振荡环形多谐振荡器器2、变换法：用脉冲整形器进行变换、变换法：用脉冲整形器进行变换单稳态触发器单稳态触发器 施密特触发器施密特触发器概述概述第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章2第2页，本讲稿共100页 脉脉冲冲周周期期T周周期期性性重重复复的的脉脉冲冲序序列列中中，两两个个相相邻邻脉脉冲冲之之间间的的时时间间间间隔隔。有有时时也也使使用用频频率率f=1/T表表示示单单位位时间内脉冲重复的次数。时间内脉冲重复的次数。脉冲幅度脉冲幅度Vm 脉冲电压的最大变化幅度。脉冲电压的最大变化幅度。脉脉冲冲宽宽度度tw 从从脉脉冲冲前前沿沿达达到到0.5 Vm 起起，到到脉脉冲冲后后沿到达沿到达0.5 Vm 为止的一段时间。为止的一段时间。上上升升时时间间tr 脉脉冲冲上上升升沿沿从从0.1 Vm 上上升升到到0.9 Vm 所需要的时间。所需要的时间。下下降降时时间间tf 脉脉冲冲下下降降沿沿从从0.9 Vm下下降降到到0.1 Vm所需要的时间。所需要的时间。占空比占空比q脉冲宽度与脉冲周期的比值，亦即脉冲宽度与脉冲周期的比值，亦即q=tw/T。第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章3第3页，本讲稿共100页7.2 施密特触发器施密特触发器 施密特触发器施密特触发器(Schmitt Trigger)是脉冲波是脉冲波形变换中经常使用的一种电路。形变换中经常使用的一种电路。特点：特点：1 输入信号从底电平上升的过程中，电路输入信号从底电平上升的过程中，电路状态转换时对应的输入电平，与输入信号从高电平状态转换时对应的输入电平，与输入信号从高电平下降过程中对应的输入转换电平不同。下降过程中对应的输入转换电平不同。2 电路状态转换时，通过电路内部的电路状态转换时，通过电路内部的正反馈过程使输出电压波形的边沿变得很陡。正反馈过程使输出电压波形的边沿变得很陡。第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章4第4页，本讲稿共100页7.2.1 用门电路组成的施密特触发器用门电路组成的施密特触发器 将两级反相器串接起来，同时通过分压将两级反相器串接起来，同时通过分压电阻把输出端的电压反馈到输入端，就构成电阻把输出端的电压反馈到输入端，就构成了如图所示的施密特触发器电路。了如图所示的施密特触发器电路。R211V1R1V1V01G2G1V0V0电电 路路第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章5第5页，本讲稿共100页图图 形形 符符 号号1V1V01V1V0第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章6第6页，本讲稿共100页G1G2是是CMOS电路电路,VTH2 VDD,R11。这这时时只只要要G1和和G2的的输输入入电电压压有有极极微微小小的的扰扰动动，就就会会被被正正反反馈馈回回路路放放大大而而引引起起振振荡荡，因因此此图电路的静态将是不稳定的图电路的静态将是不稳定的.第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章43第43页，本讲稿共100页 v1 v0P1.02.03.000.51.01.5TTL反相器反相器的电压传输特性的电压传输特性VCCG1R1V1T1RF1V0计算计算TTL反相器工反相器工作点的反相电路静作点的反相电路静态态第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章44第44页，本讲稿共100页 为为了了使使反反相相器器静静态态时时工工作作在在放放大大状状态态，必必须须给给它它们们设设置置适适当当的的偏偏置置电电压压，它它的的数数值值应应介介于于高高、低低电电平平之之间间。这这个个偏偏置置电电压压可可以以通通过过在在反反相相器器的的输输入入端端与与输输出出端端之之间间接入反馈电阻接入反馈电阻RF来得到。来得到。由图可知，如果忽略门电路的输出电阻，则利用叠加由图可知，如果忽略门电路的输出电阻，则利用叠加定理可求出输入电压为定理可求出输入电压为:V1=RF1/R1+RF1(VCC-VBE)+R1/R1+RF1V0 这就是从外电路求得的这就是从外电路求得的v0与与v1的关系。该式表明，的关系。该式表明，v0与与v1之间是线性关系，其斜率为之间是线性关系，其斜率为:V0/V1=R1+RF1/R1第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章45第45页，本讲稿共100页而且而且v0=0时与横轴相交在时与横轴相交在:V1=RF1/R1+RF1(VCC-VBE)的的地地方方。这这条条直直线线与与电电压压传传输输特特性性的的交交点点就就是是反反相相器器的的静静态态工工作作点点。只只要要恰恰当当地地选选取取RF1值值，定定能能使使静静态态工工作作点点P位位于于电电压压传传输输特特性性的的转转折折区区，如如图图所所示示。计计算算结结果果表表明明，对对于于74系系列列的的门门电电路路而而言言，RF1的的阻阻值值应取在应取在0.5k1.9 k之间之间.第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章46第46页，本讲稿共100页 下下面面具具体体分分析析一一下下图图6.4.1电电路路接接通通电电源源后后的的工工作情况作情况.VI1 VO1 VI2 VO2假假定定由由于于某某种种原原因因（例例如如电电源源波波动动或或外外界界干干扰扰）使使Vi1有有微小的正跳变，则必然会引起如下的正反馈过程微小的正跳变，则必然会引起如下的正反馈过程RE1=R1RF2/R1+RF2VE1=VOH+R1RF2/R1+RF2(VCC-VOH-VBE)第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章47第47页，本讲稿共100页VCCR1VOH2RF2C1VOLVI2RE1VE1VI2C1VOL1VI1RF1VOH2VOL1C2RF1VOLVI1C2VOH第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章48第48页，本讲稿共100页 因因为为C1同同时时经经R1和和RF2两两条条支支路路充充电电，所所以以充充电电速速度度较较快快，v12首首先先上上升升到到G2的的阈阈值值电电压压VTH，并并引引起如下的正反馈过程起如下的正反馈过程VI2 VO2 VI1 VO1 从从上上面面的的分分析析可可以以看看出出，第第一一个个暂暂稳稳态态的的持持续续时时间间T1等等于于v12从从C1开开始始充充电电到到上上升升至至VTH的的时时间间。由由于于电电路路的的对对称称性性，总总的的振振荡荡周周期期必必然然等等于于T1的的两两倍倍。只只要要找找出出C1充充电电的的起起始始值值、终终了了值值和和转转换换值值，就就可可以以代入式（代入式（6.3.1）求出）求出T1值了。值了。第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章49第49页，本讲稿共100页 考虑到考虑到TTL门电路输入端反向钳位二极管的影响，门电路输入端反向钳位二极管的影响，在在v12产生跳变时只能下跳至输入端负的钳位电压产生跳变时只能下跳至输入端负的钳位电压VIK，所以，所以C1充电的起始值为充电的起始值为v12（0）=VIK。假定。假定VOL0，则，则C1上的电压上的电压vC1也就是也就是v12。于是得到。于是得到vC1（0）=VIK，vC1（）=VE1，转换电压即，转换电压即VTH，故得，故得到到 T1=RE1C1ln(VE1-VIE/VE1-VTH)在在RF1=RF2=RF、C1=C2=C的的条条件件下下，上上图图电电路路的的振振荡周期为荡周期为T=2T1=2RECln(VE-VIE/VE-VTH)第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章50第50页，本讲稿共100页 如如果果G1、G2为为74LS系系列列反反相相器器，取取VOH=3.4V、VIK=-1V、VTH=1.1V，在在RFR的的情情况况下下式式可可近近似似地简化为地简化为T2R1Cln(VOH-VIK/VOH-VTH)1.3RFC以供近似估算振荡周期时使用。以供近似估算振荡周期时使用。第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章51第51页，本讲稿共100页7.4.2 非对称式多谐振荡器非对称式多谐振荡器11VI1G1G2CVo2RFRPVO1VI2非对称式多谐振荡器非对称式多谐振荡器第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章52第52页，本讲稿共100页 如果仔细研究一下对称式多谐振荡器电路就如果仔细研究一下对称式多谐振荡器电路就不难发现，这个电路还能进一步简化。因为静态不难发现，这个电路还能进一步简化。因为静态时时G1工作在电压传输特性的转折区，所以只要把工作在电压传输特性的转折区，所以只要把它的输出电压直接接到它的输出电压直接接到G2的输入端，的输入端，G2即可得到即可得到一个介于高、低电平之间的静态偏置电压，从而一个介于高、低电平之间的静态偏置电压，从而使使G2的静态工作点也处于电压传输特性的转折区上。的静态工作点也处于电压传输特性的转折区上。因此，可以把因此，可以把C2和和RF2去掉。只要在反馈环路中保留去掉。只要在反馈环路中保留电容电容C2，电路就仍然没有稳定状态，而只能在两个，电路就仍然没有稳定状态，而只能在两个暂稳态之间往复振荡。这样就得到了上图所示的非暂稳态之间往复振荡。这样就得到了上图所示的非对称式多谐振荡器电路对称式多谐振荡器电路.第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章53第53页，本讲稿共100页 首首先先必必须须保保证证静静态态时时G1和和G2工工作作在在电电压压传传输输特特性性的的转转折折区区，以以获获得得较较大大的的电电压压放放大大倍倍数数。由由图图可可见见，因因为为在在G1的的输输入入端端与与输输出出端端之之间间跨跨接接了了电电阻阻RF，而而CMOS门门电电路路的的输输入入电电流流在在正正常常的的输输入入高高、低低电电平平范范围围内内几几乎乎等等于于零零，所所以以RF上上没没有有压压降降，G1必必 然然 工工 作作 在在VO1=V11的状态。的状态。CMOS反相器组成的非对称式多谐振荡器工作原理。反相器组成的非对称式多谐振荡器工作原理。第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章54第54页，本讲稿共100页 因此，表示因此，表示VO1=V11的直线与电压传输特性的直线与电压传输特性的交点就是的交点就是G1的静态工作点，如图所示。通常的静态工作点，如图所示。通常VTH=1/2VDD，这时静态工作点，这时静态工作点P刚好处在电压传刚好处在电压传输特性转折区的中点，输特性转折区的中点，即即VO1=V11=1/2VDD的地方。因为的地方。因为V01=V12，所以，所以这时这时G2的静态工作点也在电压传输特性的中点。的静态工作点也在电压传输特性的中点。由于流过由于流过RF的静态电流基本等于零，所以对的静态电流基本等于零，所以对RF阻值的选择没有严格的限制。阻值的选择没有严格的限制。第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章55第55页，本讲稿共100页V0VDD2/1VDD2/1VDD0VICMOS反相器静态工作点的确定反相器静态工作点的确定P第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章56第56页，本讲稿共100页 然然而而这这种种静静态态是是不不稳稳定定的的。假假定定由由于于某某种种原原因因使使V11有有极极微微小小的的正正跳跳变变发发生生，则则必必将将引引起起如如下下的的正正反反馈馈过过程程，使使V01迅迅速速跳跳变变成成低低电电平平而而V02迅迅速速跳跳变变为为高高电电平平，电电路路进进入入第第一一个个暂暂稳稳态态。同同时时，电电容容C开开始始放放电电，放放电电的的等等效效电电路路如如图图（a）所所示示。其其中中的的RON（N）和和RON（P）分别表示分别表示N沟道沟道MOS管和管和P沟道沟道MOS管的导通内阻。管的导通内阻。V11V12V02第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章57第57页，本讲稿共100页V11V12V02 随随着着电电容容C的的放放电电V11逐逐渐渐下下降降，当当降降到到V11=VTH时时，又又有有另另一一个个正正反反馈馈过过程程发发生生，使使V01迅迅速速跳跳变变成成高高电电平平而而V02迅迅速速跳跳变变成成低低电电平平，电电路路进进入入第第二二个个暂暂稳稳态态，这时电容这时电容C开始充电，弃电的等效电路如图（开始充电，弃电的等效电路如图（b）所示。）所示。第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章58第58页，本讲稿共100页V11RF+RON(N)RFRFRON(P)VDDCRON(N)G1G2CV11RON(P)(a)第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章59第59页，本讲稿共100页V11RF+RON(P)RFRFRON(P)VDDCRON(N)G1G2CV11RON(N)(b)第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章60第60页，本讲稿共100页 这这个个暂暂稳稳态态同同样样也也不不能能持持久久，随随着着电电容容C的的充充电电，V11不不断断升升高高，当当升升至至V11=VTH时时电电路路和和又又重重新新转转换换为为第第一一个个暂暂稳稳态态。因因此此，电电路路便便不不停停地地在在两两个个暂暂稳稳态态之间振荡。之间振荡。假若假若G1输入端串接的保护电阻输入端串接的保护电阻RP足够大，则足够大，则V11高于高于VDD+VDF或低于或低于VDD-VDF时时G1的输入电流可以忽略为计。的输入电流可以忽略为计。在在RF远大于远大于RON（N）和和RON（P）的条件下，可以近似地的条件下，可以近似地求得图（求得图（b）中电容）中电容C的充电时间的充电时间T1。T1 RFCln【VDD(VTH-VDD)/VDD-VTH】RFCln3第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章61第61页，本讲稿共100页 同时，根据电路分析理论可知，在同时，根据电路分析理论可知，在RC电路充、放电路充、放电过程中电阻两端的电压从过渡过程开始到变为某电过程中电阻两端的电压从过渡过程开始到变为某一数值一数值VTH所经过的时间可用下式计算，所经过的时间可用下式计算，t=RFCln【VR（）-VR（0）/VR（）-VTH】由由图图可可见见，V11从从VTH+VDD下下降降至至VTH的的时时间间也也就就是是电电容容C的就算电时间的就算电时间T2。T2RFCln【0(VTH+VDD)/0-VTH】RFCln3第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章62第62页，本讲稿共100页T=T1+T2=2RFCln3 用用TTL反反相相器器同同样样也也能能组组成成如如图图6.4.6所所示示的的非非对对称称型型多多谐谐振振荡荡器器。但但需需注注意意的的是是在在输输入入电电压压低低于于VTH时时反反相相器器的的输输入入电电流流不不能能忽忽略略不不计计，所所以以电电容容充充、放放电电时时的的等等效效电电路路略略显显复复杂杂一一些些，而而且且输输出出电电压压波波形形的的占占空空比不等于比不等于50%。振荡周期：振荡周期：第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章63第63页，本讲稿共100页7.4.3 环形振荡器环形振荡器 利用逻辑门电路的传输延迟时间，利用逻辑门电路的传输延迟时间，将奇数个与非门首尾相接，就可以构成将奇数个与非门首尾相接，就可以构成一个简单的环形振荡器一个简单的环形振荡器:&321uo3uo2uo1第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章64第64页，本讲稿共100页&321uo3uo2uo1 设设 uo3 的初始状态为的初始状态为0:010101 用波形图来表示用波形图来表示,则为则为:0tuo3优点优点:电路结构简单电路结构简单,所用元件少。所用元件少。缺点缺点:频率太高频率太高,并且不可调整。并且不可调整。第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章65第65页，本讲稿共100页123RRS100CAuo1uouo2为了克服频率太高为了克服频率太高,并且不可调整的并且不可调整的缺点缺点。在原电路的基础上添加在原电路的基础上添加RC延时电路延时电路 下面将结合它的工作波形说明其工作下面将结合它的工作波形说明其工作原理原理:第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章66第66页，本讲稿共100页0tuo0tuo20tuo10tuAUT123RRS100CAuo1uouo2假设：开始时假设：开始时uo=0电容上的电流，电容上的电流，uA下降下降uAuo2，电容充，电容充电电,uA上升。上升。只要只要uAVR1、V12VR2时时，比比较较C1的的输输出出VC1=0、比比较较器器C2的的输输出出VC2=1，基基本本RS触触发发器器被被置置0，TD导导通通，同时同时VO为低电平。为低电平。第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章83第83页，本讲稿共100页 当当V11VR2时时，VC1=1、VC2=1，触触发发器器的状态保持不变，因而的状态保持不变，因而TD和输出的状态也维持不变。和输出的状态也维持不变。当当V11VR1、V12VR1、V122/3VCC2/3VCC2/3VCC1/3VCC1/3VCC1/3VCC1/3VCC低低不变高高导通导通不变截止截止第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章85第85页，本讲稿共100页555功能：功能：“低置高复放低置高复放”电路特点：电路特点：U o的高、低电平状态完全取决于的高、低电平状态完全取决于U i电平电平的高低。的高低。7.5.2 由由555定时器接成的施密特触发器定时器接成的施密特触发器第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章86第86页，本讲稿共100页用途：用途：用于整形和限幅。用于整形和限幅。电压传输特性：电压传输特性：u u0 0=f(u=f(ui i)第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章87第87页，本讲稿共100页当当u1较小时，为了能使较小时，为了能使u0改改变状态，可以加偏置电路：变状态，可以加偏置电路：第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章88第88页，本讲稿共100页7.5.3 由由555定时器接成的定时器接成的单稳态触发器单稳态触发器第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章89第89页，本讲稿共100页S SU U0 0线线圈圈接点接点红灯红灯白灯白灯未按未按0断断电电断开断开亮亮灭灭按一按一下下1通通电电闭合闭合灭灭亮亮例：例：洗相曝光电路洗相曝光电路第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章90第90页，本讲稿共100页EWB单稳仿真单稳仿真第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章91第91页，本讲稿共100页92第92页，本讲稿共100页工作原理工作原理1）接通电源：接通电源：C充电，充电，充充=（R1+R2）C UCTR1/3UCC，TH2/3UCC，TR1/3UCCUO=“0”T导通，导通，C放电，放电，放放=R2C UC 7.5.4 由由555定时器接成的多谐振荡器定时器接成的多谐振荡器第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章93第93页，本讲稿共100页一、电路形式一、电路形式(a)电路形式电路形式(b)工作波形工作波形T1T2暂稳暂稳态态2翻转翻转1翻转翻转2暂稳暂稳态态1第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章94第94页，本讲稿共100页二、特性参数二、特性参数1、暂稳态时间暂稳态时间T1和和T2通过通过RC过渡过程的公式过渡过程的公式计算得计算得:T1=0.7(RA+RB)C T2=0.7RBC 2、振荡周期振荡周期T T=T1+T2=0.7(RA+2RB)C 3、振荡频率振荡频率 =1/T4、占空比占空比D D=T2/（T1+T2）=0.7RBC/0.7(RA+2RB)C =RB/（RA+2RB）第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章95第95页，本讲稿共100页EWB多谐振荡器仿真多谐振荡器仿真第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章96第96页，本讲稿共100页97第97页，本讲稿共100页第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章98第98页，本讲稿共100页一、要求一、要求脉冲波形的产生与整形小结脉冲波形的产生与整形小结二、典型电路二、典型电路第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章99第99页，本讲稿共100页第一章第一章第二章第二章第三章第三章第四章第四章第五章第五章第六章第六章第七章第七章第八章第八章第九章第九章100第100页，本讲稿共100页