第六章数字基带传输精选文档.ppt

第六章数字基带传输本讲稿第一页，共七十一页主要内容o1 数字信号基带传输的概念o2 数字基带信号的传输码型o3 数字基带信号及其频谱特性o4 基带传输中的码间串扰 o5 无码间干扰的基带传输特性o6 部分响应系统o7 无码间干扰的基带系统抗噪声性能o8 眼图o9 时域均衡本讲稿第二页，共七十一页1 数字信号基带传输的概念 o 数字信号基带传输的概念 n 简单说，基带传输系统是指不使用调制和解调装置而直接传输数字基带信号的系统。即在发端，首先将源符号进行信源编码；之后根据信道状况，选用一定码型及波形代表各编码符号，构成数字基带码流；最后进入基带信道进行数字传输。w 信道信号形成器用来产生适合于信道传输的基带信号；信道可以是允许基带信号通过的媒质；接收滤波器是用来接收信号和尽可能排除信道噪声和其他干扰的；抽样判决器则是在噪声背景下用来判定与再生基带信号。信道信号形成器信道接收滤波器抽样判决器基带脉冲输入干扰基带脉冲输出图 数字基带传输系统的基本结构本讲稿第三页，共七十一页1 数字信号基带传输的概念（续）o 数字频带传输系统 n 简单说，包括了调制和解调过程的传输系统称为频带传输系统。如图调制器基带脉冲输入信道解调器干扰基带脉冲输出本讲稿第四页，共七十一页1 数字信号基带传输的概念 o 数字基带传输系统 n 简单说，基带传输系统是指不使用调制和解调装置而直接传输数字基带信号的系统。即在发端，首先将源符号进行信源编码；之后根据信道状况，选用一定码型及波形代表各编码符号，构成数字基带码流；最后进入基带信道进行数字传输。o 影响数字基带传输可靠性的主要原因 n 高斯白噪声带来的加性干扰n 限带传输引起的码间干扰（ISI）本讲稿第五页，共七十一页2 数字基带信号的传输码型o 数字基带信号 所谓数字基带信号（简称基带信号），就是消息代码的电波形。o 数字基带信号的主要要求:n 传输码型的选择：对各种代码的要求，期望将原始信息符号编制成适合于传输用的码型。常用码型有：单极性NRZ（Non Return Zero）码、双极性（BNRZ）码、单极性归零（RZ）码、双极性归零（BRZ）码、差分码、多电平码、AMI、CMI、Miller码、分相码（Manchester）、HDB3码等。n 基带脉冲波形的选择：对所选码型的电波形要求，期望电波形适宜于在信道中传输。根据实际需要，组成基带信号的单个码元波形可以是矩形，升余弦形，高斯形以及半余弦脉冲等多种。本讲稿第六页，共七十一页2 数字基带信号的传输码型（续）o 基带信号传输码型的选取原则n 传输的码型不应含有直流分量，且低频成分和过高的频率成分也不宜太多（通过分析频谱图即可看出信号含有的频率成分）n 为使收发同步，传输的码型中应含有时钟信息n 传输的码型与信息源的统计特性无关n 传输码应具有一定的检错、纠错能力 n 码型的转换设备应简单易于实现n 良好的功率谱特性：所选码型、波形序列的功率谱主瓣窄、收敛快，以节省传输带宽、减少ISI；本讲稿第七页，共七十一页o 基带传输码型 n 单极性NRZ（Non Return Zero）码、双极性（BNRZ）码、单极性归零（RZ）码、双极性归零（BRZ）码、差分码、多电平码 +E00001111（a）单极性波形+E-E0001111（b）双极性波形+E00001111（c）单极性归零波形+E-E0001111（d）双极性归零波形+E-E000111 1（e）差分波形1+E-E01（f）多电平波形+3E-3E010100111011002 数字基带信号的传输码型（续）本讲稿第八页，共七十一页o 基带传输常用码型 n 1、AMI码（传号交替反转码）w 编码规则：代码0（空号）仍变换为传输码的0，而把代码中的1（传号）交替变换成传输码的+1、-1、+1、-1、。w 它为三电平序列，三元码，伪三进制，1B/1T码。优点：（1）“0”，“1”不等概时也无直流。（2）零频附近的低频分量小。（3）整流后即为RZ码。缺点：连0码多时，AMI整流后的RZ码连0也多，不利于提取高质量的位同步信号（位同步抖动大）举例：消息代码：1 0 0 1 1 0 0 0 1 1 1 AMI码：1 0 0 l 1 0 0 0 -1 +1-1 1 0 0 1 12 数字基带信号的传输码型（续）本讲稿第九页，共七十一页n 2、HDB3码（三阶高密度双极性码）w 编码规则:把消息代码变换成AMI码、检查AMI码的连0串情况。当没有4个以上连0串时，则这时的AMI码就是HDB3码；当出现4个以上连0串时（1）四个连0用取代节000V或B00V代替。（2）非四个连0时编码后不变，当两个相邻“V”码中间有奇数个1时有000V，为偶数个1时用B00V。（3）1，B的符号符合交换反转原则（B符号的极性与前一非0符号的相反，V的符号与其前一非 0符号同极性，相邻V码符号相反。w译码规则：每一个破坏符号V总是与前一非0符号同极性（包括B在内）。从收到的符号序列中可以容易地找到破坏点V，于是也断定V符号及其前面的3个符号必是连0符号，从而恢复4个连0码，再将所有-1变成+1后便得到原消息代码。w HDB3码的特点：保留了AMI码的优点，克服了AMI连0多的缺点。它是 一，二，三次群的接口码型，是CCITT推荐使用的码之一2 数字基带信号的传输码型（续）本讲稿第十页，共七十一页n 举例HDB3码编码 例1：代码：1 0 0 0 0 1 0 0 0 0 1 1 0 0 0 0 1 1 AMI码：-1 0 0 0 0+1 0 0 0 0 ll 0 0 0 0-1+1 -1 0 0 0-V+1 0 0 0+V-1l 0 0 0+V-1+1 HDB3码：-1 0 0 0-V+1 0 0 0+V-1l-B 0 0-V1-1例2：1 0 0 0 0 0 1 1 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0 HDB3：1 0 0 0 V 0 -1 1 B 0 0 V 1 0 0 0 V 0 2 数字基带信号的传输码型（续）本讲稿第十一页，共七十一页2 数字基带信号的传输码型（续）n 3、Manchester码（双相码）n 双相码的特点是只使用两个电平，不像前面的三种码具有三个电平。这种码既能提供足够的定时分量，又无直流漂移，编码过程简单。但这种码的带宽要宽些。n 双相码适合于数据终端设备在短距离上的传输。如由Xerox、DEC、Intel公司共同开发的Ethernet网中采用数字双相码作为线路传输码型。n 4、CMI码（传号反转码）n 其编码规则为：“1”码交替用“11”和“00”表示；“0”码用“01”表示。n 这种码型有较多的电平跃变，含有丰富的定时信息。该码已被CCITT推荐为PCM四次群的接口码型。在光缆传输系统中有时也用作线路传输码型。本讲稿第十二页，共七十一页2 数字基带信号的传输码型（续）n 5、nBmB码w 这是一类分组码，它把原信息码流的n位二进制码作为一组，变换为m（mn）位二进制码作为新的码组，称为nBmB码。w 由于mn，故可以从中选择一部分有利码组作为可用码组，其余为禁用码组，以获得好的特性。双相码、CMI码就是1B2B码。在光纤数字传输系统中，通常选择mnl，取 1B2B码、2B3B码以及 5B6B码等，其中5B6B码已实用化，用作三次群和四次群线路传输码。本讲稿第十三页，共七十一页3 数字基带信号及其频谱特性（续）o 基带信号的时域表示（二进制）数字基带信号可表示为式中，为码元持续时间；代表二进制符号的“0”，代表二进制符号的“1”数字基带随机脉冲序列又可表示为 式中，为 的稳态波，它是以 为周期的周期信号；为 的交变波，它是随机信号。本讲稿第十四页，共七十一页3 数字基带信号及其频谱特性（续）o 基带信号的时域表示（二进制）V(t)t u(t)tg2(t)t-Ts/2 Ts/2 g1(t)t-Ts/2Ts/2s(t)1 0 0 1 0 1 1t本讲稿第十五页，共七十一页3 数字基带信号及其频谱特性（续）o 基带信号的频谱特性 基带信号 的双边功率谱密度 表示为w 随机脉冲序列的功率谱密度可能包括两个部分：连续谱（由交变波形成）和离散谱（由稳态波形成）w 为交变项中的各种连续谱，一定存在；是由稳态项中的直流分量产生，零频离散谱，不一定存在 是稳态项中的频率，为mfs的离散谱w 注意离散谱的作用：存在离散谱时，可用窄带滤波器得到位同步信号 本讲稿第十六页，共七十一页3 数字基带信号及其频谱特性（续）o 几种基带信号的功率谱密度 n 1、单极性波形NRZ G(f)ps(f)-fs fs f fs-fs00f当p=1/2时，有直流，无离散谱mfs (m0)本讲稿第十七页，共七十一页3 数字基带信号及其频谱特性（续）n 2、双极性波形BNRZ当p=1/2时无直流，p为任何值都无mfs离散谱(m0)本讲稿第十八页，共七十一页3 数字基带信号及其频谱特性（续）n 3、单极性归零波形RZs(f)f0G(f)2f4f0f本讲稿第十九页，共七十一页3 数字基带信号及其频谱特性（续）n 4、双极性归零波形NRZ当p=1/2时，无任何离散谱本讲稿第二十页，共七十一页 o 小结：数字基带信号的功率谱特性 n 无论采用何种码型，并以一定形状波形表示，构成的波形序列均属于随机信号。它们都有确定的自相关函数及相关功率 n 功率谱特性主要指主瓣宽度和谱滚降衰减速度。决定功率谱主要特性的参量为：码型与波形结构和形状、1，0码先验概率和比特传输速率n 注意：通常为介绍原理，多利用方波波形，但从减少ISI角度看，方波不是最佳的。n 数字基带信号的功率谱以 为周期滚降衰减，衰减速度与波形形状有关。有些码型，如单极性归零码，占空比 ，其主瓣不等于传输速率，而是2倍关系。f/fs1 0 0.5HDB3AMI低频成分弱，功率集中在谱零点以内 3 数字基带信号及其频谱特性（续）本讲稿第二十一页，共七十一页 3 数字基带信号及其频谱特性（续）本讲稿第二十二页，共七十一页4 基带传输中的码间干扰 o 举例：基带脉冲传输过程 本讲稿第二十三页，共七十一页4 基带传输中的码间干扰 o 基带脉冲传输与码间干扰 设发送基带信号为 则发送滤波器产生的信号为 发送滤波器至接收滤波器的传输特性为 图 基带系统模型输入符号 序列判决输出 发送滤波器传输信道接收滤波器识别电路本讲稿第二十四页，共七十一页4 基带传输中的码间干扰 则接收滤波器的输出信号可表示为 式中,为 通过接收滤波器后的波形 在抽样时刻 ,的抽样值可以表示为 式中，右边第一项是第k个码元接收波形的抽样值，它是确定信息的依据；第二项是接收信号中除第k个以外的所有其他波形在第k个抽样时刻上的总和，称为码间干扰；第三项是加性高斯样值。由此可见，为使基带脉冲传输获得足够小误码率，必须最大限度减少码间干扰和随机噪声的影响。本讲稿第二十五页，共七十一页4 基带传输中的码间干扰（续）o 码间干扰产生的原因 当有限持续时间的基带信号波形进入有限信道带宽中传输时，会在时间上形成拖尾信号，它的拖尾会在相邻码元的抽样点上存在着残留值，导致接收信号抽样判决值受到多个（无数个！）相邻信号拖尾干扰称为符号间干扰，是造成误码的主要因素。本讲稿第二十六页，共七十一页5 无码间干扰的基带传输特性 o 无码间干扰的时域条件 码间干扰取决于基带系统的传输特性 n 将发送、信道、接收三个传递特性综合为“广义信道”传递特性，其单位脉冲信号冲激响应满足下式w 此式表明在 对接收信号抽样值 是该接收信号最大样值，而与之相邻的所有时刻 的信号拖尾串扰于0。简单说，就是本码元判决时刻为最大值，其他抽样点上均为零本讲稿第二十七页，共七十一页5 无码间干扰的基带传输特性 o 无码间干扰的频域条件（奈奎斯特第一准则）n 当基带系统的总特性 （广义信道响应频谱）满足下式w 此式为我们检验一个给定的系统特性是否会引起码间干扰提供了一种准则，该准则称为奈奎斯特第一准则奈氏频点本讲稿第二十八页，共七十一页5 无码间干扰的基带传输特性（续）o 无码间干扰的理想传输奈氏信道传输n 当广义信道的响应频谱 (理想低通)为：则抽样后的谱序列，必为该理想矩形波的首尾相拼合而为常数值 ，即满足无码间干扰条件 ，如图所示此时称奈氏信道，实际传输无法实现。相关参数定义如下：w 传输速率：称为奈氏速率w 占用信道理想带宽：称为奈氏带宽w 理想传输信道利用率：称为奈氏极限利用率 0 0 本讲稿第二十九页，共七十一页5 无码间干扰的基带传输特性（续）图 理想低通特性频谱图 理想低通系统的冲激响应本讲稿第三十页，共七十一页5 无码间干扰的基带传输特性（续）本讲稿第三十一页，共七十一页5 无码间干扰的基带传输特性（续）n 输入数据若以波特速率 进行传送时,则在抽样时刻上的码间干扰是不存在的；n 如果该系统用高于 波特的码元速率传送时，将存在码间干扰。n 如果该系统用低于 波特的码元速率传送时，可能存在码间干扰，可能不存在码间干扰。w 理想低通滤波特性达到了系统有效性能的极限，但是这种特性不适合在是基带系统中使用，原因是：实现困难；尾部衰减较慢（与 成反比），定时有误差，会引起很大的码间干扰。本讲稿第三十二页，共七十一页5 无码间干扰的基带传输特性（续）o 无码间干扰的实际传输升余弦频谱n 实际中常用具有余弦滚降特性（以 点为中心，“互补对称”滚降”特性）的传输函数，此时广义信道响应频谱 为相应的时域表达式为式中，（且 ）称为滚降系数。书上p105给出了不同 值时对应的时域、频域波形。w 占用信道带宽：w 信道利用率：，且w 当 时，是全升余弦频谱，此时 ；w 当 时，则为理想的奈氏信道 本讲稿第三十三页，共七十一页5 无码间干扰的基带传输特性（续）图 全升余弦频谱（）可见，满足无码间干扰条件 本讲稿第三十四页，共七十一页5 无码间干扰的基带传输特性（续）图 以 点为中心“互补对称”滚降”特性图 三种升余弦频谱 图 升余弦系统的冲激响应 本讲稿第三十五页，共七十一页o“升余弦”互补对称滚降特性频谱的特点 n 信道响应频谱具有“互补对称滚降”特性，滚降系数范围为 的各种形式的统称为“升余弦”（系列）。当 是纯全升余弦形 n 通过选取 值，可以灵活分配适当信道带宽，n 越大（以传输带宽为代价），响应时间波形收敛愈快 5 无码间干扰的基带传输特性（续）本讲稿第三十六页，共七十一页6 部分响应系统（奈奎斯特第二准则）o 部分响应系统提出的动机n 根据奈奎斯特第一准则设计基带系统时，可以达到极限频带利用率 ，但实际不可实现；且第一个零点以后的尾巴振荡幅度大、收敛慢，从而对定时要求十分严格。若定时稍有偏差，则极易引起严重的码间干扰。实际应用中，常采用升余弦频谱特性，虽然减少了尾巴的振荡，对位定时也可放松些要求，但所需的频带宽度却加宽了，因此带宽利用率降低。于是提出了部分响应系统的概念。其目标：在消除符号间干扰前提下，速率为 的波形序列，可由奈氏带宽 进行信道传输。o 实现部分响应的方法 n 在发送端，人为加入一个已知的符号间“干扰”采用相关电平编码，形成“双二进制信号”；在接收端这种人为干扰以确定的方式判断出来。本讲稿第三十七页，共七十一页6 6 部分响应系统（奈奎斯特第二准则）（续）o 奈奎斯特第二准则n 有控制地在某些码元的抽样时刻引入码间干扰，而在其它码元的抽样时刻无码间干扰，那么就能使频带利用率提高到理论上的最大值，同时又可以降低对定时精度的要求。通常把这种波形称为部分响应波形，利用部分响应波形进行传送的基带传输系统称为部分响应系统本讲稿第三十八页，共七十一页6 6 部分响应系统（奈奎斯特第二准则）（续）o 相关电平编码(第I类部分响应)n 设发送编码序列为 ，当序列 进入图示的编码器，则输出为 具有三电平值，即 、0（当 时）或 具有三电平值，即0、1、2（当 时）这种由 的二电平转换为 的三电平而导致的相邻信号间的相关性就是人为的将符号间干扰加入到发送信号的机制 理想LPF图 相关电平编码器本讲稿第三十九页，共七十一页6 6 部分响应系统（奈奎斯特第二准则）（续）o 第一类部分响应 将两个时间上相隔一个码元时间 的 波形相加，如下图(a）所示，则相加后的波形 为其频谱函数 为：本讲稿第四十页，共七十一页6 6 部分响应系统（奈奎斯特第二准则）（续）本讲稿第四十一页，共七十一页5 5 部分响应系统（奈奎斯特第二准则）（续）o 第一类部分响应 这样，当发送码元 时，接收波形 在相应抽样时刻上获得的值由 确定。n 在接收时，为了恢复 ，需要进行w 这种检测方法的缺点一：一旦出现误判决，则会产生误码扩散现象。w 缺点二：参考位 有错，解码全非由于这时的“干扰”是确定的，故仍然可以每秒传送 个码元。本讲稿第四十二页，共七十一页6 6 部分响应系统（奈奎斯特第二准则）（续）o 举例1：相关电平编、解码如：设 为1 1 1 0 1 0 0 1，假定传输过程发生了错误，则有：输入ka111010011-ka01110100发送端kC12211101kC1222 11011-ka0111101-1接收端ka1111 0 1-1 2 本讲稿第四十三页，共七十一页6 6 部分响应系统（奈奎斯特第二准则）（续）o 举例2：相关电平编、解码 3 -3 1 -1 3 3 3-3 3 -1 1 设置错 2 0 -2 0 2 0 0 0 0 2 0 正确传输4 1 -1 1 1 1 1 3 3 3 1 -1 正确 2 0 -2 0 2 0 2 0 0 2 0 传输有错3 1 -1 -1 1 1-1 1 1 1 1 1 正确设2 0 -2 0 2 0 0 0 0 2 0正确传输22 0 -2 0 2 0 0 0 0 2 0 相关电平码 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 延迟一位 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1-1原序列1发送3电平序列接收无错序列参考接收含错序列参考参考本讲稿第四十四页，共七十一页6 6 部分响应系统（奈奎斯特第二准则）（续）o 预编码、相关电平编码 n 概念：为了克服上述由源码 直接进行相关电平编码引起的部分响应信号的严重缺点误码扩散和接收参考位不正确带来的误码。常采用预编码-相关电平编码，即首先将 变为差分码 ，再进行相关电平编码。这是实用的第I类部分响应。n 编、解码步骤(设 )：w 构成差分码 w 双二进制码w 接收端恢复源码，判决规则为 预编码-相关电平编码的优点：w 在传输中，一旦发生差错，则解码后只是该位有错，不会误码扩散。w 解码判决和参考位无关 本讲稿第四十五页，共七十一页6 6 部分响应系统（奈奎斯特第二准则）（续）o 举例1：预编码-相关电平编、解码 如：设 为1 1 1 0 1 0 0 1，假定传输过程不发生错误，则有：输入ka1111010011-kb01011000kb10110001发送端kC11121001kC11121001接收端2modkC11101001本讲稿第四十六页，共七十一页6 6 部分响应系统（奈奎斯特第二准则）（续）输入ka111010011-kb01011000kb10110001发送端kC11121001kC112 21001接收端2modkC110 001001o 举例2：预编码-相关电平编、解码 如设 为1 1 1 0 1 0 0 1，假定传输过程发生错误，则有 本讲稿第四十七页，共七十一页部分响应系统（奈奎斯特第二准则）（续）o 第一类部分响应编码系统组成框图 本讲稿第四十八页，共七十一页6 6 部分响应系统（奈奎斯特第二准则）（续）o 第四类部分响应 让两个时间上相隔两个码元时间的波形相减。即 n 编、解码步骤：w 构成差分码 w 双二进制码w 接收端判决规则为 其频谱为本讲稿第四十九页，共七十一页6 6 部分响应系统（奈奎斯特第二准则）（续）o 部分响应的一般原理 部分响应波形的一般表示式为其中，为N个冲激响应波形的加权系数，其取值可为正、负整数（包括取0值）。的频谱函数为本讲稿第五十页，共七十一页6 6 部分响应系统（奈奎斯特第二准则）（续）o 部分响应的一般原理 设输入数据序列为 ，相应的相关编码电平为 ，则其“预编码相关编码模2判决”过程为n 预编码运算公式为n 相关编码的运算公式为n 对 作模L运算可得输入数据 ，即 本讲稿第五十一页，共七十一页6 6 部分响应系统（奈奎斯特第二准则）（续）o 部分响应的说明n 采用预编码形式的部分响应不存在错误传播问题，而且接收端的译码也十分简单n 采用部分响应波形，能实现2波特赫的频带利用率，而且通常它的“尾巴”衰减大和收敛快，还可实现基带频谱结构的变化。n 常见的部分响应波形有五类，如下表所示。在同样输入信噪比条件下，部分响应系统的抗噪声性能将比零类响应系统的要差（有效性的提高、可靠性下降）。本讲稿第五十二页，共七十一页6 6 部分响应系统（奈奎斯特第二准则）（续）o 五类部分响应波形的比较 本讲稿第五十三页，共七十一页7 无码间干扰的基带系统抗噪声性能 o 举例：有噪声、无噪声时接收判决电路的输入波形 本讲稿第五十四页，共七十一页7 7 无码间干扰的基带系统抗噪声性能（续）o 影响基带传输系统误码率的主要因素 n 码型、波形n 信道性能（带宽、传输性能）n 接收方式n 判决采用的门限值（阈值）o 双极性不归零基带信号的误码率计算设基带传输系统无码间干扰，信道噪声是均值为零、方差为 的高斯白噪声。此时系统的平均误码率 为式中，是发“1”，“0”的概率；是将“1”错判为“0”的概率；是将“0”错判为“1”的概率 本讲稿第五十五页，共七十一页7 7 无码间干扰的基带系统抗噪声性能（续）o 双极性不归零基带信号的误码率计算n 1、确定抽样判决器输入端信号的统计特性 抽样判决时刻 ，抽样值为 传号抽样值和空号抽样值服从高斯分布：d(t)tA-AAs(t)ttnR(t)本讲稿第五十六页，共七十一页n 2、给出传号、空号错误概率表达式n 3、给出平均误码率表达式n 4、求最佳门限 为使 ，求极值 则最佳判决门限电平为 当 7 7 无码间干扰的基带系统抗噪声性能（续）本讲稿第五十七页，共七十一页 n 5、计算双极性非归零序列的误码率 w 将已知条件A及 代入，可得具体值 w 可见误码率与信噪比 有关，随着信噪比的增加，误码率下降7 7 无码间干扰的基带系统抗噪声性能（续）本讲稿第五十八页，共七十一页7 7无码间干扰的基带系统抗噪声性能（续）o 单极性不归零基带信号的误码率计算n 抽样判决时刻 ，抽样值为 传号抽样值和空号抽样值服从高斯分布：单极性基带波形的最佳门限电平为当 ，此时系统误码率为本讲稿第五十九页，共七十一页7 7 无码间干扰的基带系统抗噪声性能（续）o 三元码的误码率计算 设相邻幅度电平的间隔为A，则其信号幅度有三个：-A，0，+A。抽样判决时刻 ，抽样值为 抽样值服从高斯分布：若这三种幅度等概出现，最佳判决电平（最佳门限电平）选为 A/2、+A/2。本讲稿第六十页，共七十一页7 7 无码间干扰的基带系统抗噪声性能（续）-A电平发生错误判决的概率 0电平发生错误判决的概率+A电平发生错误判决的概率则三元码误码率为本讲稿第六十一页，共七十一页 8 眼图 o 眼图的概念n 眼图是利用试验手段方便估计基带传输系统性能的一种测量方法。它是指接收滤波器输出的信号波形在示波器上叠加所形成的图形，在传输二进制信号波形时，它很像人的眼睛。注意：示波器的抽样速率应为信号速率的整数倍。眼图的简化模型如图所示（p.116）o 眼图和系统性能的关系 n 最佳抽样时刻应是“眼睛”张开最大的时刻n 抽样失真反映了信号受噪声干扰的程度n 水平中线对应判决门限电平n 在抽样时刻眼图水平中线到上、下边沿之间为噪声容限。即若噪声瞬时值超过这个容限，则就可能发生错误判决。n 对定时误差的灵敏度可由眼图的斜边之斜率决定，斜率越陡，对定时误差就越灵敏（斜率越大，码元持续时间越短）n 过零失真，表示定时序列速率不稳或相位抖动情况 本讲稿第六十二页，共七十一页 8 眼图（续）无码间串扰 有码间串扰连“1”码连“0”码本讲稿第六十三页，共七十一页9 时域均衡o 信道均衡的概念及原理n 通常在接收滤波器之后仍会残存有ISI，因此采用均衡用来消除码间干扰，均衡通常是在基带进行的。n 均衡可以在时域或频域实现，分别称为时域均衡和频域均衡。实现时域均衡的方法：在接收滤波器之后插入一个可调整的横向均衡器。w 可见，给定一个系统特性 就可以唯一确定 ，使系统的总传输特性 满足无码间干扰条件。即就是说，x(t)有码间串扰，通过调节 可使y(t)无码间串扰 d(t)GT()C()GR()T()抽样判决x(t)y(t)h(t)h(t)cp(t)均衡网络本讲稿第六十四页，共七十一页9 时域均衡（续）o 横向均衡器n 横向均衡器由带抽头的时延线、抽头权系数相乘器和相加器组成。它又称迫零均衡器。n 理论上可以证明：无限长度的横向均衡器可以消除抽样时刻上的码间干扰，但物理不可实现（p.118）；有限长的横向滤波器是物理可实现的，它可以减少抽样时刻上的码间干扰，但不能完全消除。一个具 个抽头的横向滤波器如图所示（p.119），迫零均衡器的设计参见书上例题（p.119）o 自适应均衡器n 迫零均衡器的各抽头系数是人工固定设置好的；自适应均衡器是根据某种算法自适应调节抽头系数，可以跟踪信道的随机变化，是一种动态均衡技术。本讲稿第六十五页，共七十一页9 时域均衡（续）(t)x(t)TsTsTsTsC-iC-1C0Ci +hT(t)y(t)图 无限个型网络横向串接在一起横向滤波器 C-NTsTsTsTsC-1C0CN +(t)x(t)e(t)y(t)图 有限长横向滤波器 本讲稿第六十六页，共七十一页o 有限长横向滤波器 有限长横向滤波器的冲击响应为 9 时域均衡（续）则在抽样时刻 ，本讲稿第六十七页，共七十一页 o 举例：9 时域均衡（续）已知：x 1=1/4 ,x0=1 ,x1=1/2 ,其他xi=0；c 1=-1/4 ,c0=1 ,c1=-1/2。求y(KTs)。解 xk 1/4 1 1/2 ci -1/4 1 -1/2 c-1xk -1/16 -1/4 -1/8 c0 xk 1/4 1 1/2 c1xk -1/8 -1/2 -1/4 yk -1/16 0 3/4 0 -1/4 y-2 y-1 y0 y1 y2峰值畸变：本讲稿第六十八页，共七十一页本章要点 o 本章基本概念与内容要点 1、基带传输的概念 2、理解单极性、双极性、单极性归零、双极性归零、差分码、多电平波形的波形及频谱特点 3、掌握AMI码和HDB3码的编码方法 4、掌握Nyquist第一准则，基带传输特性无码间干扰的判断方法。5、掌握升余弦滚降滤波器 6、掌握第一类和第四类部分响应编码方法 7、掌握二元码和三元码的误码率计算 8、掌握时域均衡器的设计方法 本讲稿第六十九页，共七十一页本章要点 o 本章内容要点 1、掌握AMI码和HDB3码的编码方法 2、掌握Nyquist第一准则，即基带传输特性无码间干扰的判断方法。3、奈氏带宽、奈氏速率、信道带宽、信道利用率的计算 4、掌握第一类和第四类部分响应编码方法 5、掌握时域均衡器的设计方法 6、数据的加扰与解扰：一般原理、基本加扰器和解扰器本讲稿第七十页，共七十一页本章作业 61、68、611、612、614、621（2）、625本讲稿第七十一页，共七十一页