第3章雷达接收机优秀PPT.ppt

第3章雷达接收机现在学习的是第1页，共122页图3.1超外差式雷达接收机简化方框图3.1.1 超外差式雷达接收机的组成超外差式雷达接收机的组成(1)高频部分高频部分,又称为接收机又称为接收机“前端前端”,包括接收机保护器、包括接收机保护器、低噪声高频放大器、混频器和本机振荡器低噪声高频放大器、混频器和本机振荡器;(2)中频放大器中频放大器,包括匹配滤波器包括匹配滤波器;(3)检波器和视频放大器。检波器和视频放大器。3.1 雷达接收机的组成和主要质量指标雷达接收机的组成和主要质量指标 现在学习的是第2页，共122页图3.2超外差式雷达接收机的一般方框图现在学习的是第3页，共122页3.1.2 超外差式雷达接收机的主要质量指标超外差式雷达接收机的主要质量指标 1.灵敏度灵敏度灵灵敏敏度度表表示示接接收收机机接接收收微微弱弱信信号号的的能能力力。能能接接收收的的信信号号越越微微弱弱,则接收机的灵敏度越高则接收机的灵敏度越高,因而雷达的作用距离就越远。因而雷达的作用距离就越远。雷达接收机的灵敏度通常用最小可检测信号功率雷达接收机的灵敏度通常用最小可检测信号功率Si min来表示。来表示。目目前前,超超外外差差式式雷雷达达接接收收机机的的灵灵敏敏度度一一般般约约为为(10-1210-14)W,保保证证这这个个灵灵敏敏度度所所需需增增益益约约为为106108(120 dB160 dB),这这一一增增益益主主要要由由中中频频放大器来完成。放大器来完成。现在学习的是第4页，共122页图3.3显示器上所见到的信号与噪声现在学习的是第5页，共122页2.接收机的工作频带宽度接收机的工作频带宽度接接收收机机的的工工作作频频带带宽宽度度表表示示接接收收机机的的瞬瞬时时工工作作频频率率范范围围。在复杂的电子对抗和干扰环境中,要求雷达发射机和接收机具有较宽的工作带宽,例如频率捷变雷达要求接收机的工作频带宽度为(1020)%。接收机的工作频带宽度主要决定于高频部件(馈线系统、高频放大器和本机振荡器)的性能。需要指出,接接收收机机的的工工作作频频带带较较宽宽时时,必必须须选选择择较较高高的的中中频频,以以减减少混频器输出的寄生响应对接收机性能的影响。少混频器输出的寄生响应对接收机性能的影响。现在学习的是第6页，共122页3.动态范围动态范围动动态态范范围围表表示示接接收收机机能能够够正正常常工工作作所所容容许许的的输输入入信信号号强强度度变变化化的的范范围围。最小输入信号强度通常取为最小可检测信号功率Simin,允许最大的输入信号强度则根据正常工作的要求而定。当输入信号太强时,接收机将发生饱和而失去放大作用,这种现象称为过载。使使接接收收机机开开始始出出现现过过载载时时的的输输入入功功率率与与最最小小可可检检测测功功率率之之比比,叫叫做做动动态态范范围围。为了保证对强弱信号均能正常接收,要求动态范围大,就需要采取一定措施,例如采用对数放大器对数放大器、各种增益控制电路增益控制电路等抗干扰措施。现在学习的是第7页，共122页 4.中频的选择和滤波特性中频的选择和滤波特性接接收收机机中中频频的的选选择择和和滤滤波波特特性性是是接接收收机机的的重重要要质质量量指指标标之之一一。中频的选择与发射波形的特性、接收机的工作带宽以及所能提供的高频部件和中频部件的性能有关。在现代雷达接收机中,中频的选择可以从30MHz到4GHz之间。当需要在中频增加某些信号处理部件,如脉冲压缩滤波器,对数放大器和限幅器等时,从技术实现来说,中频选择在30MHz至500MHz更为合适。对于宽频带工作的接收机,应选择较高的中频,以便使虚假的寄生响应减至最小。减减小小接接收收机机噪噪声声的的关关键键参参数数是是中中频频的的滤滤波波特特性性,如果中频滤波特性的带宽大于回波信号带宽,则过多的噪声进入接收机。反之,如果所选择的带宽比信号带宽窄,信号能量将会损失。这两种情况都会使接收机输出的信噪比减小。在白噪声(即接收机热噪声)背景下,接收机的频率特性为“匹配滤波器”时,输出的信号噪声比最大。现在学习的是第8页，共122页5.工作稳定性和频率稳定度工作稳定性和频率稳定度一般来说,工作稳定性是指当环境条件(例如温度、湿度、机械振动等)和电源电压发生变化时,接收机的性能参数(振幅特性、频率特性和相位特性等)受到影响的程度,希望影响越小越好。大多数现代雷达系统需要对一串回波进行相参处理,对本机振荡器的短期频率稳定度有极高的要求(高达10-10或者更高),因此，必须采用频率稳定度和相位稳定度极高的本机振荡器,即简称的“稳定本振”。现在学习的是第9页，共122页6.抗干扰能力抗干扰能力在现代电子战和复杂的电磁干扰环境中,抗有源干扰和无源干扰是雷达系统的重要任务之一。有源干扰为敌方施放的各种杂波干扰和邻近雷达的异步脉冲干扰,无源干扰主要是指从海浪、雨雪、地物等反射的杂波干扰和敌机施放的箔片干扰。这些干扰严重影响对目标的正常检测,甚至使整个雷达系统无法工作。现代雷达接收机必须具有各种抗干扰电路。当雷达系统用频率捷变方法抗干扰时,接收机的本振应与发射机频率同步跳变。同时接收机应有足够大的动态范围,以保证后面的信号处理器有高的处理精度。现在学习的是第10页，共122页7.微电子化和模块化结构微电子化和模块化结构在在现现代代有有源源相相控控阵阵雷雷达达和和数数字字波波束束形形成成(DBF)系系统统中中,通通常常需需要要几几十十路路甚甚至至几几千千路路接接收收机机通通道道。如果采用常规的接收机工艺结构,无论在体积、重量、耗电、成本和技术实现上都有很大困难。采用微电子化和模块化的接收机结构可以解决上述困难,优选方案是采用单片集成电路,包括微波单片集成电路(MMIC)、中频单片集成电路(IMIC)和专用集成电路(ASIC)；其主要优点是体积小、重量轻,另外，采用批量生产工艺可使芯片电路电性能一致性好，成本也比较低。用上述几种单片集成电路实现的模块化接收机,特别适用于要求数量很大、幅相一致性严格的多路接收系统,例如有源相控阵接收系统和数字多波束形成系统。一种由砷化镓(GaAs)单片制成的C波段微波单片集成电路,包括完整的接收机高频电路,即五级高频放大器、可变衰减器、移相器、环行器和限幅开关电路等,噪声系数为2.5dB,可变增益为30dB。现在学习的是第11页，共122页3.2 接收机的噪声系数和灵敏度接收机的噪声系数和灵敏度 3.2.1 接收机的噪声接收机的噪声 1.电阻热噪声电阻热噪声它是由于导体中自由电子的无规则热运动形成的噪声。因为导体具有一定的温度,导体中每个自由电子的热运动方向和速度不规则地变化,因而在导体中形成了起伏噪声电流,在导体两端呈现起伏电压。根据奈奎斯特定律根据奈奎斯特定律,电阻产生的起伏噪声电压均方值电阻产生的起伏噪声电压均方值(3.2.1)现在学习的是第12页，共122页k为玻尔兹曼常数为玻尔兹曼常数,k=1.3810-23J/K;T为为电电阻阻温温度度,以以绝绝对对温温度度(K)计计量量,对对于于室室温温17,T=T0=290K;R为为电电阻阻的阻值的阻值;Bn为测试设备的通带。为测试设备的通带。电阻热噪声的功率谱密度p(f)是表示噪声频谱分布的重要统计特性,其表示式可直接由式(3.2.2)求得p(f)=4kTR(3.2.2)显然,电阻热噪声的功率谱密度是与频率无关的常数。通常把功功率率谱谱密密度度为为常常数数的的噪噪声声称称为为“白白噪噪声声”,电阻热噪声在无线电频率范围内就是白噪声的一个典型例子。现在学习的是第13页，共122页 2.额定噪声功率额定噪声功率根据电路基础理论,信信号号电电动动势势为为Es而而内内阻阻抗抗为为Z=R+jX的的信信号号源源,当当其其负负载载阻阻抗抗与与信信号号源源内内阻阻匹匹配配,即即其其值值为为Z*=R-jX时时,信信号号源源输输出出的的信信号号功功率率最最大大,此此时时,输输出出的的最最大大信信号号功功率率称称为为“额额定定”信信号号功功率率,用Sa表示,其值是(3.2.3)现在学习的是第14页，共122页图3.4“额定”信号功率的示意图现在学习的是第15页，共122页同理,把一个内阻抗为Z=R+jX的无源二端网络看成一个噪声源,由电阻R产生的起伏噪声电压均方值,见图3.5。假设接收机高频前端的输入阻抗Z*为这个无源二端网络的负载,显然,当负载阻抗Z*与噪声源内阻抗Z匹配,即Z*=R-jX时,噪声源输出最大噪声功率,称为“额定”噪声功率,用No表示,其值为(3.2.4)因此可以得出重要结论:任何无源二端网络输出的额定噪声功率只与其温度任何无源二端网络输出的额定噪声功率只与其温度T和通带和通带Bn有关。有关。现在学习的是第16页，共122页图3.5“额定”噪声功率的示意图现在学习的是第17页，共122页 3.天线噪声天线噪声天线噪声是外部噪声,它包括天天线线的的热热噪噪声声和宇宇宙宙噪噪声声,前者是由天线周围介质微粒的热运动产生的噪声,后者是由太阳及银河星系产生的噪声,这种起伏噪声被天线吸收后进入接收机,就呈现为天线的热起伏噪声。天线噪声的大小用天线噪声温度TA表示,其电压均方值为式中,RA为天线等效电阻。现在学习的是第18页，共122页 4.噪声带宽噪声带宽功率谱均匀的白噪声,通过具有频率选择性的接收线性系统后,输出的功率谱pno(f)就不再是均匀的了,如图3.7的实曲线所示。为了分析和计算方便,通常把这个不均匀的噪声功率谱等效为在一定频带Bn内是均匀的功率谱。这个频带Bn称为“等效噪声功率谱宽度”,一般简称“噪声带宽”。因此,噪声带宽可由下式求得:(3.2.7)即式中,H2(f0)为线性电路在谐振频率f0处的功率传输系数。现在学习的是第19页，共122页图3.7噪声带宽的示意图现在学习的是第20页，共122页3.2.2 噪声系数和噪声温度噪声系数和噪声温度 1.噪声系数噪声系数噪声系数的定义是:接接收收机机输输入入端端信信号号噪噪声声比比与与输输出出端端信信号号噪噪声声比的比值。比的比值。噪声系数的说明见图3.8。根据定义,噪声系数可用下式表示:(3.2.9)式中,Si为输入额定信号功率;Ni为输入额定噪声功率(Ni=kT0Bn);So为输出额定信号功率;No为输出额定噪声功率。现在学习的是第21页，共122页图3.8噪声系数的说明图现在学习的是第22页，共122页噪声系数F有明确的物理意义:它表示由由于于接接收收机机内内部部噪噪声声的的影影响响,使接收机输出端的信噪比相对其输入端的信噪比变差的倍数。使接收机输出端的信噪比相对其输入端的信噪比变差的倍数。式(3.2.9)可以改写为(3.2.10)式中，Ga为接收机的额定功率增益;NiGa是输入端噪声通过“理想接收机”后,在输出端呈现的额定噪声功率。因此噪声系数的另一定义为:实际接收机输出的额定噪声功率No与“理想接收机”输出的额定噪声功率NiGa之比。现在学习的是第23页，共122页实际接收机的输出额定噪声功率No由两部分组成,其中一部分是NiGa(NiGa=kT0BnGa),另一部分是接收机内部噪声在输出端所呈现的额定噪声功率N,即No=NiGa+N=kT0BnGa+N 将No代入式(3.2.10)可得(3.2.11)(3.2.12)从上式可更明显地看出噪声系数与接收机内部噪声的关系,实际接收机总会有内部噪声(N0),因此F1,只只有有当当接接收收机机是是“理理想想接接收收机机”时时,才会有才会有F=1。现在学习的是第24页，共122页下面对噪声系数作几点说明下面对噪声系数作几点说明:噪噪声声系系数数只只适适用用于于接接收收机机的的线线性性电电路路和和准准线线性性电电路路,即即检检波波器器以以前前部部分分。检波器是非线性电路,而混频器可看成是准线性电路,因其输入信号和噪声都比本振电压小很多,输入信号与噪声间的相互作用可以忽略。为为使使噪噪声声系系数数具具有有单单值值确确定定性性,规规定定输输入入噪噪声声以以天天线线等等效效电电阻阻RA在在室室温温T0=290K时时产产生生的的热热噪噪声声为为标标准准,所以由式(3.2.12)可以看出,噪声系数只由接收机本身参数确定。现在学习的是第25页，共122页噪声系数噪声系数F是没有单位的数值是没有单位的数值,通常用分贝表示F=10lgF(dB)(3.2.13)噪声系数的概念与定义噪声系数的概念与定义,可推广到任何无源或有源的四端网络可推广到任何无源或有源的四端网络。接收机的馈线、放电器、移相器等属于无源四端网络,其示意图见图3.9,图中Ga为额定功率传输系数。由于具有损耗电阻,因此也会产生噪声,下面求其噪声系数。从网络的输入端向左看,是一个电阻为RA的无源二端网络,它输出的额定噪声功率为(3.2.14)现在学习的是第26页，共122页图3.9无源四端网络现在学习的是第27页，共122页经过网络传输,加于负载RL上的外部噪声额定功率为(3.2.15)从负载电阻RL向左看,也是一个无源二端网络,它是由信号源电阻RA和无源四端网络组合而成的,同理,这个二端网络输出的额定噪声功率仍为kT0Bn,它也就是无源四端网络输出的总额定噪声功率,即(3.2.16)根据式(3.2.10)可得(3.2.17)由于无源四端网络额定功率传输系数Ga1,因此其噪声系数F1。现在学习的是第28页，共122页 2.等效噪声温度等效噪声温度前面已经提到,接收机外部噪声可用天线噪声温度TA来表示,如果用额定功率来计量,接收机外部噪声的额定功率为NA=kTABn(3.2.18)为了更直观地比较内部噪声与外部噪声的大小,可以把接收机内部噪声在输出端呈现的额定噪声功率N等效到输入端来计算,这时内部噪声可以看成是天线电阻RA在温度Te时产生的热噪声,即N=kTeBnGa(3.2.19)温度Te称为“等效噪声温度”或简称“噪声温度”,此时接收机就变成没有内部噪声的“理想接收机”,其等效电路见图3.10。现在学习的是第29页，共122页图3.10接收机内部噪声的换算现在学习的是第30页，共122页将式(3.2.19)代入式(3.2.12),可得(3.2.20)Te=(F-1)T0=(F-1)290(K)(3.2.21)此式即为噪声温度Te的定义表示式,它的物理意义是把接收机内部噪声看成是“理想接收机”的天线电阻RA在温度Te时所产生的,此时实际接收机变成如图3.10所示的“理想接收机”。现在学习的是第31页，共122页图中TA为天线噪声温度。系统噪声温度Ts由内、外两部分噪声温度所组成,即(3.2.22)表3.2给出Te与F的对应值。从表中可以看出,若用噪声系数F来表示两部低噪声接收机的噪声性能时,例如它们分别为1.05和1.1,有可能误认为两者噪声性能差不多。但若用噪声温度Te来表示其噪声性能时,将会发现两者的噪声性能实际上已相差一倍(分别为14.5K和29.K)。此外,只要直接比较Te和TA,就能直观地比较接收机内部噪声与外部噪声的相对大小。因此,对于低噪声接收机和低噪声器件,常用噪声温度来表示其噪声性能。现在学习的是第32页，共122页表表3.2 Te与与F的对照表的对照表 现在学习的是第33页，共122页 3.相对噪声温度相对噪声温度噪声比噪声比雷达接收机中的晶体混频器是一个有源四端网络,它除了可用噪声系数Fc表示其噪声性能外,还经常用相对噪声温度来表示。相对噪声温度有时简称为噪声比tc,其意意义义为为实实际际输输出出的的中中频频额额定定噪噪声声功功率率(FckT0BnGc)与与仅仅由由等等效效损损耗耗电电阻阻产产生生的的输输出出额额定定噪噪声声功功率率(kT0Bn)之之比比,即(3.2.23)式中，Gc为混频器的额定功率增益或额定功率传输系数。噪声比tc表示有源四端网络中除损耗电阻以外的其它噪声源的影响程度。现在学习的是第34页，共122页3.2.3 级联电路的噪声系数级联电路的噪声系数为了简便,先考虑两个单元电路级联的情况,如图3.11所示。图中F1、F2和G1、G2分别表示第一、二级电路的噪声系数和额定功率增益。为了计算总噪声系数F0,先求实际输出的额定噪声功率No。由式(3.2.10)可得No=kT0BnG1G2F0而(3.2.24a)(3.2.24b)现在学习的是第35页，共122页图3.11两级电路的级联现在学习的是第36页，共122页No由两部分组成:一部分是由第一级的噪声在第二级输出端呈现的额定噪声功率No12,其数值为kT0BnF1G1G2,第二部分是由第二级所产生的噪声功率N2,由式(3.2.12)可得N2=(F2-1)kT0BnG2(3.2.25)于是式(3.2.24)可进一步写成No=kT0BnG1G2F0=kT0BnG1G2F1+(F2-1)kT0BnG2化简后可得两级级联电路的总噪声系数(3.2.26)现在学习的是第37页，共122页图3.12典型雷达接收机的高、中频部分现在学习的是第38页，共122页同理可证,n级电路级联时接收机总噪声系数为(3.2.27)上式给出了重要结论:为了使接收机的总噪声系数小,要求各级的噪声系数小、额定功率增益高。而各级内部噪声的影响并不相同,级数越靠前,对总噪声系数的影响越大。所以总噪声系数主要取决于最前面几级,这就是接收机要采用高增益低噪声高放的主要原因。现在学习的是第39页，共122页将图3.12中所列各级的额定功率增益和噪声系数代入式(3.2.27),即可求得接收机的总噪声系数:(3.2.28)一般都采用高增益(GR20dB)低噪声高频放大器,因此式(3.2.28)可简化为(3.2.29)若不采用高放,直接用混频器作为接收机第一级,则可得(3.2.30)式中 tc为混频器的噪声比,本振噪声的影响一般也计入在内。现在学习的是第40页，共122页若接收机的噪声性能用等效噪声温度Te表示,则它与各级噪声温度之间的关系为(3.2.31)现在学习的是第41页，共122页3.2.4 接收机灵敏度接收机灵敏度接接收收机机的的灵灵敏敏度度表表示示接接收收机机接接收收微微弱弱信信号号的的能能力力。噪声总是伴随着微弱信号同时出现,要能检测信号,微弱信号的功率应大于噪声功率或者可以和噪声功率相比。因此,灵敏度用接收机输入端的最小可检测信号功率Simin来表示。在噪声背景下检测目标,接收机输出端不仅要使信号放大到足够的数值,更重要的是使其输出信号噪声比So/No达到所需的数值。通常雷达终端检测信号的质量取决于信噪比。现在学习的是第42页，共122页已经知道,接收机噪声系数F0为(3.2.32)或者写成(3.2.33)此时,输入信号额定功率为(3.2.34)式中,Ni=kT0Bn为接收机输入端的额定噪声功率。于是进一步得到(3.2.35)现在学习的是第43页，共122页为了保证雷达检测系统发现目标的质量(如在虚警概率为10-6的条件下发现概率是50%或90%等),接收机的中频输出必须提供足够的信号噪声比,令So/No(So/No)min时对应的接收机输入信号功率为最小可检测信号功率,即接收机实际灵敏度为(3.2.36)通常,我们把(So/No)min称为“识别系数”,并用M表示,所以灵敏度又可以写成(3.2.37)现在学习的是第44页，共122页为了提高接收机的灵敏度,即减少最小可检测信号功率Simin,应做到:尽量降低接收机的总噪声系数F0,所以通常采用高增益、低噪声高放;接收机中频放大器采用匹配滤波器,以便得到白噪声背景下输出最大信号噪声比;式中的识别系数M与所要求的检测质量、天线波瓣宽度、扫描速度、雷达脉冲重复频率及检测方法等因素均有关系。在保证整机性能的前提下,尽量减小M的数值。现在学习的是第45页，共122页为了比较不同接收机线性部分的噪声系数F0和带宽Bn对灵敏度的影响,需要排除接收机以外的诸因素,因此通常令M=1,这时接收机的灵敏度称为“临界灵敏度”，其为(3.2.38)雷达接收机的灵敏度以额定功率表示,并常以相对1mW的分贝数计值,即(3.2.39)一般超外差接收机的灵敏度为-90-110dBmW。现在学习的是第46页，共122页对米波雷达,可用最小可检测电压ESimin表示灵敏度(3.2.40)对一般超外差式接收机,ESimin为10-610-7V。将kT0的数值代入式(3.3.38),Simin仍取常用单位dBmW,则可得到简便计算公式为Simin(dBmW)=-114dB+10lgBn(MHz)+10lgF0(3.2.41)现在学习的是第47页，共122页图3.13不同噪声带宽(Bn=BRI)时接收机灵敏度与噪声系数的关系曲线现在学习的是第48页，共122页3.3 雷达接收机的高频部分雷达接收机的高频部分 图3.14雷达接收机的高频部分现在学习的是第49页，共122页由雷达作用距离方程(见第五章5.2节)可知,当雷达其它参数不变时,为了增加雷达的作用距离,提高接收机的灵敏度(降低噪声系数)与增大发射机功率是等效的。对比两者的耗电、体积、重量和成本,显然前者有利。因此,人们重视对低噪声高频放大器的研究,20世纪末已不断研制出许多新型的低噪声高频放大器件。现在学习的是第50页，共122页混频器的作用是将高频信号与本振电压进行混频并取出其差频,使信号在中频(一般为30MHz至500MHz)上进行放大。某些超外差式雷达接收机不采用低噪声高放,而在接收机第一级直接采用混频器,称为“直接混频式前端”。虽然混频器的噪声系数较某些高放的噪声系数为高,但它具有动态范围大、设备简单、结构紧凑和成本低等优点。所以,在对体积重量等限制严格的某些雷达(例如机载雷达和制导雷达等)中,直接混频式前端仍得到广泛应用。现在学习的是第51页，共122页3.3.1 收发转换开关和接收机保护器收发转换开关和接收机保护器 1.收发转换开关收发转换开关由高频传输线和气体放电管组成的收发开关主要有两种型式:一种是分支线型收发开关,另一种是平衡式收发开关。分支线式收发开关的原理电路如图3.15所示。在发射时,气体放电管TR(称为“接收机保护放电器”)和ATR(称为“发射机隔离放电器”)被电离击穿,对高频短路。它们到主馈线的距离约为1/4波长,因此在主馈线aa和bb处呈现的输入阻抗为无穷大,发射的高功率信号能顺利送至天线。因为此时TR短路,发射能量不能进入接收机。接收时,TR和ATR都不电离放电。现在学习的是第52页，共122页此时ATR支路的1/4波长开路线在主馈线aa呈现短路,aa与接收支路bb处相距1/4波长,从bb端向发射机看去的阻抗相当于开路,所以从天线来的回波信号全部进入接收机。由于分支线型收发开关带宽较窄,承受功率能力较差,通常已被平衡式收发开关所代替。现在学习的是第53页，共122页图3.15分支线型收发开关原理图现在学习的是第54页，共122页平衡式收发开关的原理图如图3.16所示。图中TR1、TR2是一对宽带的接收机保护放电管。在这一对气体放电管的两侧,各接有一个3dB裂缝波导桥,整个开关的四个波导口的连接如图3.16所示。3dB裂缝桥的特性为:在四个端口中,相邻两端(例如端口1和2)是相互隔离的,当信号从其一端输入时,从另外两端输出的信号大小相等而相位相差90。现在学习的是第55页，共122页图3.16平衡式收发开关原理图(a)发射状态;(b)接收状态现在学习的是第56页，共122页2.接收机保护器接收机保护器 图3.17环行器和接收机保护器现在学习的是第57页，共122页大功率铁氧体环行器具有结构紧凑、承受功率大、插入损耗小(典型值为0.5dB)和使用寿命长等优点,但它的发射端1和接收端3之间的隔离约为(2030)dB。一般来说,接收机与发射机之间的隔离度要求(6080)dB。所以在环行器3端与接收机之间必须加上由TR管和限幅二极管组成的接收机保护器。现在学习的是第58页，共122页TR放电管分为有源和无源两类。有源的TR气体放电管工作时必须加一定的辅助电压,使其中一部分气体电离。它有两个缺点:第一是由于外加辅助电压产生的附加噪声使系统噪声温度增加50K(约0.7dB);第二是雷达关机时没有辅助电压,TR放电管不起保护作用,此时邻近雷达的辐射能量将会烧毁接收机。现在已出现了一种新型的无源TR放电管,它内部充有处于激发状态的氚气,不需要外加辅助电压,因此在雷达关机时仍能起保护接收机的作用。现在学习的是第59页，共122页图3.17中的二极管限幅器可用PIN二极管和变容二极管构成。PIN二极管限幅器的主要优点是功率容量较大,单个PIN管承受的脉冲功率可达(10100)kW,但是由于PIN管的本征层比较厚,因而响应时间较长,前沿尖峰泄漏功率较大。变容二极管多用于低功率限幅器,它的响应时间极短,在10ns以下,故而在TR放电管后面作限幅器效果很好。现在学习的是第60页，共122页3.3.2 高频放大器和混频器的发展趋势高频放大器和混频器的发展趋势 1.超低噪声非致冷参量放大器超低噪声非致冷参量放大器对于致冷参放,在微波和毫米波频段范围内,当致冷温度为20K时,可以得到的等效噪声温度Te为(1050)K,但设备相当复杂、成本昂贵,实际使用较少。现在学习的是第61页，共122页近年来在改进非致冷参放噪声性能方面采用的关键技术是采用了以下器件或设计、工艺:超高品质因素(高截止频率)、极低分布电容的砷化镓变容二极管;极低损耗的波导型环行器;高稳定的毫米波固态泵浦源(fp=(50100)GHz);高效率的热电冷却器;新的微带线路结构和微波集成电路的优化设计及先进工艺。因此，非致冷参放的噪声温度已非常接近致冷参放,而且结构精巧,性能稳定,全固态化。在(0.515)GHz范围,噪声温度Te为(3060)K,相对带宽为(515)%,增益为(1420)dB。在毫米波段,其噪声温度Te为(300350)K。现在学习的是第62页，共122页图3.18几种典型低噪声器件的噪声系数现在学习的是第63页，共122页2.低噪声晶体管放大器低噪声晶体管放大器低噪声砷化镓场效应管和硅双极晶体管放大器的研制已取得了新的进展,在电路的设计和工艺结构上进行了革新，采用了：计算机辅助设计;精巧的微带线工艺;多级组件式结构。这样,使它们的低噪声性能仅次于参量放大器,并已在实用中逐步取代行波管高放和遂道二极管放大器。在低于3GHz的频率范围,采用硅双极晶体管高放。在高于3GHz的频率,采用砷化镓场效应管高放。目前在(0.515)GHz频率范围,噪声系数为(15)dB,单级增益为(612)dB。现在学习的是第64页，共122页3.混频器的发展趋势混频器的发展趋势随着现代混频二极管噪声性能的不断提高,现在很多超外差式雷达接收机直接使用混频器作高频前端。目前高性能的镜像抑制混频器在1100GHz频率范围内,可使噪声系数降至35dB。现在学习的是第65页，共122页一般来说,混频器用来把低功率的信号同高功率的本振信号在非线性器件中混频后,将低功率的信号频率变换成中频(本振和信号的差频)输出。同时，非线性混频的过程将产生许多寄生的高次分量。这些寄生响应将会影响非相参雷达和相参雷达对目标的检测性能,而对相参雷达的检测性能影响更为严重。例如,混频器的寄生响应将会使脉冲多卜勒雷达的测距和测速精度下降,使动目标显示(MTI)雷达对地物杂波的相消性能变坏,使高分辨脉冲压缩系统输出的压缩脉冲的副瓣电平增大。现在学习的是第66页，共122页混频器的非线性效应是产生各种寄生响应的主要原因。加在混频器上的电压u(t)为本振电压u1ejw1t与信号电压u2ejw2t之和，即(3.3.1)混频器输出的非线性电流i(t),可以用u(t)的幂级数表示，即i(t)=a0+a1u(t)+a2u2(t)+anun(t)(3.3.2)根据式(3.3.2),可以得到一个非常有用的向下混频的寄生效应图,见图3.19。图3.19中H表示高输入频率,L表示低输入频率,横轴为归一化的输入频率L/H,纵轴为归一化的输出差频(H-L)/H。图3.19中输出的(H-L)分量是由幂级数的平方项产生的,其它输出的寄生响应是从立方项和更高阶项产生的。现在学习的是第67页，共122页图3.19混频器的寄生响应图现在学习的是第68页，共122页在图3.19中给出了七种特别有用的输出区间,在这些区间中没有寄生响应输出。下面以A区间为例来说明寄生效应图的使用方法。在A区间没有寄生效应的中频通带(H-L)/H为0.35至0.39。应该注意,当信号瞬时频率超过A区间的范围时,由于幂级数中的立方项和更高阶项的影响,将会产生寄生的互调中频分量0.34(4H-6L)和0.4(3H-4L)。从图3.19中还可以看出,当要求相对带宽为10%即(H-L)/10H内没有寄生响应时,接收机的中频必须选得较高。而当中频低于(H-L)/H=0.14时,由幂级数高阶项产生的寄生效应可以忽略不计。现在学习的是第69页，共122页早期的微波接收机采用单端混频器,但由于输出的寄生响应大而且对本振的影响严重,噪声性能也差,目前已很少使用。平衡混频器可以抑制偶次谐波产生的寄生响应,还可以抑制本振噪声的影响,因此被广泛使用。由于采用了硅点接触二极管和砷化镓肖特基二极管作混频器,使平衡混频器的噪声性能得到较大改善,工作频率和抗烧毁能力都有明显提高,在0.340GHz频率范围内噪声系数为58dB。现在学习的是第70页，共122页图3.20镜像抑制混频器原理图现在学习的是第71页，共122页近年来采用镜像抑制技术和低变频损耗的砷化镓肖特基混频二极管,使混频器的噪声性能进一步得到改善,见图3.18。图3.20是镜像抑制混频器的原理图。同相等幅的高频信号分别加至两个二极管混频器(也可以是平衡混频器),本振电压经90混合接头后分别加至两个混频器,两个混频器输出的中频信号加到具有90相移的中频混合接头。在中频输出端,使得镜像干扰相消,中频信号相加。理论分析和实践证明,镜像抑制混频器的噪声系数比一般镜像匹配混频器低2dB左右。现在学习的是第72页，共122页镜像抑制混频器具有噪声系数低、动态范围大、抗烧毁能力强和成本低等优点。在0.520GHz频率范围,噪声系数为46dB。进一步采用计算机辅助设计、高品质因素低分布电容的肖特基二极管和超低噪声系数(F11dB)的中频放大器,在1100GHz频率范围内,可使噪声系数降至35dB。现在学习的是第73页，共122页4.微波单片集成接收模块微波单片集成接收模块微波单片集成接收模块在砷化镓单片上包含有完整的接收机高频电路,即衰减器、环行器、移相器和多级低噪声高频放大器等。目前从L波段至C波段,微波单片集成电路的噪声系数为2.53.5dB,详见表2.6。现在学习的是第74页，共122页3.4 本机振荡器和自动频率控制本机振荡器和自动频率控制 3.4.1 现代脉冲调制雷达中的自动频率控制现代脉冲调制雷达中的自动频率控制大多数现代脉冲调制雷达要求的频率稳定性很高,不能采用一般的反射速调管作本机振荡器,必须采用稳定本振。根据其自动频率控制的对象不同,控制方式可以分为控制稳定本振的和控制磁控管的两类，前者需用可调谐的稳定本振,后者可用不调谐的稳定本振。现在学习的是第75页，共122页图3.21控制磁控管的自频控系统现在学习的是第76页，共122页频率跟踪状态时,鉴频器根据差频偏离额定中频的方向和大小,输出一串脉冲信号,经过放大、峰值检波后,取出其直流误差信号,去控制调谐电机转动。电机转动的方向和大小取决于直流误差信号的极性(正或负)和大小,从而使磁控管频率与稳定本振频率之差接近于额定中频。当差频偏离额定中频很大时,搜索/跟踪转换器使系统处于频率搜索状态,产生周期性锯齿电压,使磁控管频率由低向高连续变化,直至差频接近额定中频,转为频率跟踪状态。现在学习的是第77页，共122页比较控制磁控管与控制稳定本振的两种AFC系统,前者优于后者。这是因为脉冲信号很窄,磁控管的频谱很宽,由快速动作自频控所引起小的载频误差影响较小。而在控制稳定本振时,本振频率误差所引起的相位变化会在整个脉冲重复期间积累起来,时间越长,相位变化将越大,这就会使动目标显示雷达对远距离固定目标的对消性能恶化,因此不少动目标显示雷达都采用控制磁控管的自频控系统。现在学习的是第78页，共122页3.4.2 稳定本振稳定本振 用作相参标准的稳定本振,其稳定性要求很高。在第八章将会分析到,本机振荡器的频率稳定性是影响动目标显示雷达性能的主要因素,通常要求其短期频率稳定度高达10-10或更高的数量级。造成稳定本振频率不稳定的因素是各种干扰调制源,它可分为规律性与随机性两类。风扇和电机的机械振动或声振动、电源波纹等产生的不稳定属于规律性的,可以采用防振措施和电源稳压方法减小它们的影响。而由振荡管噪声和电源随机起伏引起的本振寄生频率和噪声属于随机性不稳定,其中以稳定本振所产生的噪声影响更为严重。本振噪声分为调幅噪声和调频(或调相)噪声,调幅噪声比调频噪声的影响小得多,而且可以用平衡混频器或限幅器进行抑制。因而,调频噪声是最主要的一种干扰。对稳定本振的要求,一般是根据允许的相位调制频谱来确定的。现在学习的是第79页，共122页几种典型微波信号源的相位频谱示于图3.22,它是在实验室环境条件下测得的结果。若在冲击和振动条件下,相位调制则会急剧增大。图中曲线表明，即使在这种有利条件下,不稳定的反射型速调管和三极管振荡器也不能适用于许多雷达,应该采用稳定速调管或多级倍频器。因此,如果仍然使用速调管振荡器,则须采用空腔稳定或锁相技术构成的稳定本振。现在学习的是第80页，共122页图3.22典型的C波段信号源的相位调制频谱现在学习的是第81页，共122页1.锁相型稳定本振锁相型稳定本振采用锁相技术可以构成频率固定的稳定本振,但主要还是用来构成可调谐的稳定本振。所谓“可调谐”，是指频率的变化能以精确的频率间隔离散地阶跃。这种可调谐的稳定本振的实现方案之一见图3.23。现在学习的是第82页，共122页图3.23锁相型稳定本振现在学习的是第83页，共122页基准频率振荡器产生稳定的基准频率F,经过阶跃二极管倍频N次,变成一串频率间隔为NF的微波线频谱。速调管输出功率的一部分与线频谱混频,若本振速调管频率为,则混频后所得的差频fI接近F/2,经F/2中频放大器放大和限幅后,与频率为F/2的基准频率比相,根据相位误差的大小和方向,相位检波器输出相应的误差信号u=k,经直流放大后输出EC,改变速调管的振荡频率,使其频率准确地锁定在上。因此，只要调节速调管的振荡频率大致为,锁相回路就能将其频率准确地锁定在,从而实现频率间隔为F的可变调谐。这种稳定本振的稳定性取决于基准频率的稳定性。现在学习的是第84页，共122页2.晶振倍频型稳定本振晶振倍频型稳定本振 图3.24晶振倍频型稳定本振现在学习的是第85页，共122页基准频率振荡器产生出稳定的基准频率,经过第一倍频器N次倍频后输出,作为相参本振信号(中频),再经过第二倍频器M次倍频后输出,作为稳定本振信号(微波)。如果多卜勒频移不大,则把相参本振信号与稳定本振信号通过混频,取其和频分量输出,作为雷达的载波信号。如果多卜勒频移大,则需从第一倍频器输出一串倍频信号,其频率间隔为基准振荡器频率,由跟踪器送来的信号选择其中能对多卜勒频移作最佳校准的一个频率,经与稳定本振信号混频后,作为雷达的载波信号。为了避免产生混频的寄生分量,一般用分频器把基准频率分频而产生脉冲重复频率。现在学习的是第86页，共122页基准频率振荡器采用石英晶体振荡器,其相位不稳定主要是由噪声产生的,在较低的频率上可以获得较好的相位稳定度,一般采用的最佳振荡频率范围为15MHz。用倍频器倍频后,其相位稳定度将与倍频次数成反比地降低。第一倍频器所需的倍频次数较低,通常采用变容二极管作成的低阶倍频器。第二倍频器所需的倍频次数较高,通常需采用由阶跃二极管作成的高阶倍频器。现在学习的是第87页，共122页3.5 接收机的动态范围和增益控制接收机的动态范围和增益控制 3.5.1 动态范围动态范围对一般放大器,当信号电平较小时,输出电压Uom随输入电压Uim线性增大,放大器工作正常。但信号过强时,放大器发生饱和现象,失去正常的放大能力,结果输出电压Uom不再增大,甚至反而会减小,致使输出-输入振幅特性出现