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Good is good, but better carries it.精益求精，善益求善。开关电源毕业论文格式-摘要开关电源是一种采用PWM等技术控制的开关电路构成的电能变换装置，它广泛应用于交直流或者直直流电能变换中，通常称其为开关电源（SwitchedModePowerSupply-SMPS）其功率从零点几瓦到数十千瓦不等，广泛应用于生活、生产、科研、军事等各个领域。开关电源因其体积小、重量轻、效率高、性能稳定等优点而逐渐取代传统的线性电源，被誉为高效节能电源，现已成为稳压电源的主导产品。本课题设计的是一个通用的多路输出的反激式开关电源，电源取自380V的三相线电压。本课题设计的开关电源是采用全控型电力电子器件MOSFET作为开关，利用控制开关的导通时间来调整输出电压，主控芯片采用UC3844实现电压电流双闭环控制，采用PC817、TL431等专用芯片以及其他的电路元器件相配合作为反馈电路，使设计出的开关电源具有自动稳压功能。系统的工作频率为50Khz，输出六路隔离电压。关键词：开关电源，反激式变换器，高频变压器，UC3844AbstractSwitchingpowersupplyisaswitchcircuitwithPWMcontroltechnologyofpowerconverter,itiswidelyusedinACtoDCorDCtoDCpowertransform,usuallydescribedasaswitchingpowersupply(SwitchedModePowerSupply-SMPS)whosepowerfromafewwattstotensofkilowattsandwidelyusedinallareasoflife,theproduction,scientificresearch,militaryetc.Switchingpowersupplybecauseofitsadvantagesofsmallvolume,lightweight,highefficiency,stableperformanceandgraduallyreplacethetraditionallinearpowersupplyandisknownasthehighefficiencyandenergysavingpower.Ithasbecometheleadingproductsofregulatedpowersupply.Thistopicisthedesignofamultioutputuniversalflybackswitchingpowersupply.Itspowersupplyisfromthe380Vofthethreephasepowersupply.SwitchingpowersupplydesignofthisprojectisusingfullycontrolledpowerelectronicdevicesMOSFETasaswitch,controlswitchconductiontimetoadjusttheoutputvoltage,themasterchipadoptsUC3844torealizethevoltageandcurrentdoubleclosed-loopcontrol,usingPC817,TL431chipandothercircuitcomponentscooperateasfeedbackcircuit,switchingpowersupplydesignthefeaturesautomaticvoltageregulator.Thesystemfrequencyis50Khz,theoutputvoltageofsixroadisolation.KeyWords：Switchingpowersupply,Flybackconverter,High-frequencytransformer,UC3844目录摘要IAbstractII1绪论11.1开关电源的发展现状与趋势11.2本课题研究的目的及意义21.3开关电源的技术动态31.4本论文的主要研究内容32系统整体设计52.1技术指标52.2黑箱设计52.3系统总框图62.4系统各部分实现方案62.4.1电源变换拓扑方案论证62.4.2控制方法方案论证72.5主要器件选择与功能介绍82.5.1控制芯片UC384492.5.2线性光耦PC817112.5.3可调精密并联稳压器TL431122.5.4三端集成稳压电路LM7805133硬件系统设计143.1高频变压器的设计143.2输出级的设计163.3功率MOSFET及其驱动电路设计173.4电压反馈电路设计183.5输入启动电路设计203.6输入整流滤波电路设计203.7保护电路设计223.8系统原理图235.总结与展望55.1系统总结55.2系统展望5致谢6参考文献7附录8-1绪论1.1开关电源的发展现状与趋势（1）、国际发展状况1955年美国的科学家罗耶首先研制成功了利用磁芯和来进行自激振荡的晶体管直流变换器。20世纪60年代末，由于微电子技术的快速发展，高反压、大电流的功率开关晶体管出了，从此直流变化器就可直接由工频电网电压经整流、滤波后输入供电，体积大、重量重、效率低的工频降压变压器终于给甩掉，这迅速扩大了晶体管直流变压器的应用范围，并在此基础上诞生了无工频变压器的开关稳压电源。20世纪70年代以后，与这种技术有关的高频率、高反压，大电流的功率开关晶体管，高频率、高温电容、高反压、快恢复肖特基二极管，高频变压器磁芯材料等元器件不断地被研制，生产，使无工频变压器开关稳压电源不断得完善和快速发展。 目前正在克服的困难，第一：从事开关稳压电源研究和生产的技术人员正致力于研制出转换效率更高，体积更小，重量更轻的开关变压器或者通过其他途径和方法来取代电路中的变压器。第二：进一步研制适应开关稳压电源高频率工作的有管元器件和PCB电路。第三：进一步提高它的输出稳定度和降低它的输出纹波电压，扩大它的适用范围。第四：寻求新的驱动方式和研制新的功率开关管 面对难题所出现的新突破和新进展，第一：谐振式开关稳压电源，从根本上解决了由于功率管上的功耗大而导致开关稳压电源转换效率低的问题，和由于功率开关上的电流和电压应力大而导致开关电源可靠性和稳定性低的问题。第二：具有零流关断和零压导通的复合功率开关管IGBT既具MOSFT输入驱动所需功率非常小的输入特性，又具有GTR导通以后管压降非常小的输出特性。这两个问题的解决，是的开关稳压电源可以拓展到大功率和超大功率的应用场合。（2）、 国内发展情况 我国晶体管直流工频变换器和开关稳压电源的设计，研制和生产开始于20世纪60年代初期，到20世纪60年代中期进入实用阶段。20世纪70年代初期开始设计、研制和生产无工频降压变换器的开关稳压电源，1974年研制成功我国第一台10KHz、输出直流电压为5V的无工频降压变换器的开关稳压电源，近10年来，我国的许多研究所、工厂和高等院校纷纷研制出多种型号和多种用途的工作频率在20K左右、输出功率在1000W以下的无工频降压变换器的开关稳压电源，并应用于电子计算机、通信、电视机等方面。20世纪80年代初期开始试制工作频率100-200KHz、无工频降压变压器的高频开关稳压电源，20世纪90年代初期试制成功，目前正在走向实用和进一步提高工作频率阶段，但是技术上与一些先进的国家相比仍有巨大的差距。由于我国的半导体与工艺跟不上时代的发展，导致我们自己研制和生产出的无工频降压器的开关稳压电源电路中的关键元器件，如功率开关晶体管、高频开关变压器磁性材料、储能电感、快恢复续流二极管大部分仍然通过国外进口。因此我国的开关稳压电源事业要发展，要赶超世界先进水平，最根本的问题就是要提高我过的半导体技术和工艺。1.2本课题研究的目的与意义开关电源广泛应用于工业自动化控制、军工设备、科研设备、LED照明、通讯设备、电力设备、仪器仪表等领域。它不仅体积小重量轻，并且电源效率非常高，效率甚至能达到90%以上。迅速发展的社会，对能源的要求越来越高，开关电源的高效率不但节省了大量电能，而且节省的大量的材料。虽然开关电源的成本相对较高，但研究发现在功率超过一定功率时，成本反而比线性电源低。并且高可靠性的开关电源还是各种设备可靠工作的保证。调查发现，大多数的设备损坏都是电源造成的，因此研究高可靠性的开关电源，对生产生活是至关重要的。开关电源可将电网输入的交流电压直接整流再进行PWM控制，这样可省去笨重的电源变压器，使电源的体积大大缩小，重量减轻。在隔离式开关电源中，高频隔离变压器由于频率高而可以使体积小、重量轻。对产品推广有重要意义。1.3开关电源的技术动态高频方面。许多国家都步入Mhz级别，涌现出许多新型高频磁性材料，其寄生参数和磁损耗减少，散热性增强，如56m超薄钴基非晶态磁带，纳米结晶软磁薄膜也在研究。铁氧体和其他薄膜材料可集成在硅片上等。高效方面。致力于减小功率器件的通态电阻、降低漏电流等。如高性能碳化硅（SiC）功率半导体器件，其优点是：禁带宽，工作温度搞（可达600摄氏度），通态电阻小，导热性能好，漏电流极小，PN结耐压高等等。电磁兼容方面。主要研究典型电路与系统的电磁干扰建模：PCB板和电源EMC优化设计软件；强磁场对人体的危害；大功率开关电源EMC测量方法的研究等等。新型电容器。研发适合于功率电源的新型电容器和超大电容。要求电容量大，等效电阻ESR小、体积小等。功率因数校正。许多国家都在研究行街比较高的功率因数校正技术。低压大电流。微处理器性能的不断提高，低压大电流开关电源也随之发展起来。例如电压低于1.11.8V，而电流高达50100A的开关电源。另外，还有采用波形交叉技术，探寻省略滤波电容的可行性等。开关电源也在朝模块化方向发展。1.4本论文的主要研究内容1、 随着电力电子的高速发展，各式各样的电子设备应运而生，然而这么多电子设备、精密仪器的背后都需要有个稳定输出的电源座支持。从原有的线性稳压电源到现在的开关稳压电源，不论从体积、功耗、性能上，都有质的飞跃，并且开关电源能实现多路不对称输出。这使得各种电子设备不同功能的需求都能得到满足。本课题主要研究的是6路输出隔离电压的反激型开关电源，研究内容如下：本设计的开关电源是采用全控型电力电子器件MOSFET作为开关，利用控制开关器件的占空比来调整并稳定输出电压，主电路采用多路输出单端反激型变换器结构，采用UC3844控制芯片实现电压电流双闭环控制，采用PC817、TL431等专用芯片以及其他的电路元件相配合，作为反馈环节，使设计出的开关电源具有自我调节功能。开关电源工作频率为50Khz，输出6路隔离电压。设计流程：熟悉UC3844，PC817，TL431的结构原理作用；2、 多绕组高频变压器的设计；3、 输出级设计；4、 MOSFET开关管的选择及其驱动电路的设计；5、 由PC817、TL431组成的反馈电路的设计；输入整流滤波电路及输入启动电路的设计2系统整体设计2.1技术指标本课题要求设计一反激型开关稳压电源。该稳压电源输入交流电压342418V，50Hz，输出电压如下：（1）5V,2A；12V,1.5A：两路输出，5V精度要求高于12V，二者共地；（2）18V,5V,5W：一路输出18V，5V经18V处理；（3）12V,5V,24W：一路输出12V，5V经12V处理；（4）开关频率：50KHZ；（5）输出纹波：最大100mV（峰峰值）；（6）最大占空比：45%；（7）效率：大于70%。2.2黑箱设计1.总输出功率:Pout=2.估算输入功率:Pin=3.直流输入电压:Vinl=Vinh=4.平均输入电流:² 最大平均输入电流:Iinmax=² 最小平均输入电流:Iinmin=5.估算峰值电流:Ipk=6.散热:根据MOSFET反激式变换器经验算法:损耗的35%是由MOSFET产生的，损耗的60%是由整流部分产生的，5%是由其他部件产生的。效率为70%时的损耗为24.43W.aMOSFET损耗：Pmosfet=8.5Wb整流部分损耗：Pd=15.93W2.3系统总框图设计的系统的总框图如图2-3：图2-3系统总框图2.4系统各部分实现方案2.4.1电源变换拓扑方案论证方案一：采用单端正激式隔离变换器。结构图如2-4-1所示，开关管G1按PWM方式工作，D1是输出整流二极管，D2是续流二极管，Lf是输出滤波电感，Cf是输出滤波电容。变压器有三个绕组，W1原边绕组，W2副边绕组，W3复位绕组。图2-4-1单端正激变换器的主电路正激式变压器开关电源输出电压受占空比的调制幅度，相对于反激式变压器开关电源来说要低很多，因此，正激式变压器开关电源要求调控占空比的误差信号幅度比较高，误差信号放大器的增益和动态范围也比较大。正激式变压器开关电源为了减少变压器的励磁电流，提高工作效率，变压器的伏秒容量一般都取得比较大，并且为了防止变压器初级线圈产生的反电动势把开关管击穿，正激式变压器开关电源的变压器要比反激式变压器开关电源的变压器多一个反电动势吸收绕组，因此，正激式变压器开关电源的变压器的体积要比反激式变压器开关电源的变压器的体积大。方案二：采用单端反激式隔离变换器。结构图如图2-4-2所示，S1开通时，输入的直流电压通过初级绕组向变压器灌入能量；G1关断时变压器内灌注的能量通过次级绕组释放，经D1整流、C滤波后供负载使用。图2-4-2单端反激变换器的主电路这个结构优点是与网电隔离的，安全性好；这种结构相对简单，比较好做；通过改变开关脉冲占空比和变压器的变比可以很容易的实现大范围的电压调整。100W以内那么可以采用单端反激的结构，否则应该考虑单端正激的结构。综合比较，基于拓扑结构的复杂性和输出功率要求的考虑，选择方案二。2.4.2控制方法方案论证方案一：采用开关电源稳压芯片UC3844。结构图如2-4-2-1所示，UC3844是一种型性能优良的电流控制型脉宽调制芯片。该调制器单端输出，能直接驱动双极型的功率管或场效应管。其主要优点是其管脚效应少，外围电路简单，电压调整率可达0.01%，工作频率最高达500KHz，启动电流小于1mA，正常工作电流为5mA，并可利用高频变压器实现与电网的隔离。该芯片集成了振荡器、具有高温补偿的高增益误差放大器、电流检测比较器、图腾柱输出电流、输入和基准欠电压锁定电路以及PWM锁存器电路，PWM型开关电源把输出电压的采样作为PWM控制器的反馈电压，该反馈电压经PWM控制器内部的误差放大器后，调整开关信号的占空比以实现输出电压的稳定。但不同的电压反馈电路，其输出电压的稳定度是不同的。对于没有步进调节的开关电源设计，UC3844是一个很好的选择，由于题目要求主电路输出有步进调节，这给开关稳压芯片带来设计的麻烦。图2-4-2-1UC3844结构图方案二：采用CPU直接控制。结构图如2-4-2-2所示，单片机把采集到的主电路输出的电压作为反馈信号，然后将此反馈信号与基准电压进行比较后产生误差信号，将此误差信号经过处图2-4-2-2基于CPU控制的结构图理后产生相应的PWM信号控制开关的通断，其内部工作原理和开关电源稳压芯片一样，采用CPU直接控制可以方便稳定调试且能容易实现输出步进可调、输出电压电流显示等功能。但在本课题中，此方案显得复杂，且相对控制芯片来说，稳定性能可能要差一些。综合比较，基于能实现开关电源的各个方面功能的考虑，选择方案一。2.5主要器件选择与功能介绍2.5.1控制芯片UC3844UC3844PWM控制IC是高性能频率固定的电流型PWM控制器，它为实际设计提供了一种电路简单、外围元件少、带负载能力强而又经济的解决方案。这种控制IC的特点是：有一个可微调的振荡器，用来精确地控制占空比；有一个经过高温补偿的基准电压；一个高增益误差放大器和一个电流感应比较器；一个适用于功率MOSFET的图腾柱大电流推挽输出以及过压过流保护功能。2.5.1.1UC3844的内部结构及管脚功能图2-5-1-1UC3844的引脚图图2-5-1-2UC3844的内部结构该芯片虽然只有8个管脚，但是却有两个闭环控制回路，一个为内部误差放大器所构成的电压闭环控制回路，它将输出电压反馈到第2管脚，同2.5V基准电压比较，形成误差电压。另一个为内部电流感应比较器所构成的电流闭环控制回路，变压器初级绕组中的电流在反馈电阻Rs上产生的压降，通过第3脚，与误差电压进行比较，调节PWM波的占空比。这两个控制回路都是在固定频率下工作的。1脚为补偿端，该管脚为误差放大器的输出，外接RC网络对误差放大器的频率响应进行补偿。2脚为电压反馈端，取样电压加在误差放大器的反相输入端，与2.5V的基准电压进行比较，产生误差电压。3脚为电流检测输入脚，外接电流检测电阻，将流过初级绕组上的电流实时反馈到控制器，当3脚电压等于或高于1V时，电流检测比较器输出高电平，复位PWM锁存器，从而关闭输出脉冲，起到过流保护作用。4脚外接定时RC网络，用以确定振荡器的工作频率，其频率通过式确定。5脚是地，是控制电路和电源的公共地。6脚为输出端，采用图腾柱式输出，最大峰值电流为1A，能直接驱动功率MOSFET的栅极。7脚为集成电路的正电源，其开启电压为16V，关闭阀值为10V。一旦芯片开始工作，该芯片就能在10-16V之间波动的电源供电条件下正常工作，6V的差值电压可有效地防止电路在给定工作电压附近振荡。当开关电源通电瞬间，高压直流电通过一个大阻值的电阻降压供给UC3844，当7脚的电压大于16V时，芯片立即启动，此时启动电流小于1mA，此时无输出，6脚输出正脉冲，使变压器也启动工作，变压器一路输出绕组专门给UC3844供电，以保持芯片继续正常工作，此时的工作电流约为15mA。在第7脚设有一个34V的齐纳管稳压管，用于保证其内部电路绝对工作在34V以下，防止高压可能带来的损坏。8脚为基准电压输出，产生精确的+5V基准电压，并具有一定的带载能力，带载能力可达50mA。通常我们通过测量该脚是否有稳定的+5V输出来判断该IC是否正常工作。UC3844的最大的优点就是外围元件少，外电路装配简单，且成本低，适用于20100W小功率开关电源的驱动电路设计。2.5.1.2UC3844的特点UC3844具有如下特点：(1)电压调整率(抗电压波动能力)非常好(2)有很好的负载调整率(3)频响特性好，稳定幅度大(4)过流限制特性好(5)具有过压保护和欠压锁定功能。(6)UC3844控制的开关电源工作占空比D<50%2.5.2线性光耦合器PC817光电耦合器是以光为媒介来传播电信号的器件。通常是把发光器（发光二极管LED）和受光器（光敏晶体管）封装在同一管壳内如图3-4。当输入端加电信号时，发光器（发光二极管）发出强弱光线，照射在受光器（光敏晶体管）上，受光器接受强弱不同的光线后导通程度也不同，产生不同强度的电流从输出端输出，实现了“电-光-电”的转换。普通光电耦只能传输开关信号，不能传输模拟信号。线性光电耦是一种与普通光耦不同的新型光电转换器件，它可以传输模拟电压或电流信号，输入信号的强弱不同，发光器产生相应强弱的光信号，从而使受光器的导通程度也随光信号强弱的不同而输出的电压或电流强度也随之不同并具有线性的对应关系。PC817属于线性光电耦合器，可以传输模拟信号。Error! No bookmark name given.PC817内部结构如图2-5-2-1所示：图2-5-2-1PC817内部框图图2-5-2-2为PC817集电极发射极电压V与发光二极管正向电流的关系：图2-5-2-2PC817集电极发射极电压V与发光二极管正向电流关系2.5.3可调精密并联稳压器TL431本课题所设计的基准电压和反馈电路采用三端稳压器TL431构成。在反馈电路中用TL431与输出采样电压进行比较，再通过光电耦合器PC817把电压反馈到UC3844的电压反馈端。TL431是2.536V可调式精密并联稳压器。其价格低廉，可广泛应用于精密线性稳压电源和单片精密开关电源中。它可以输出2.536V连续可调电压，工作电流范围宽达0.1100mA，动态电阻典型值为0.22欧，输出杂波低。TL431的电路图形符号和基本接线如图2-5-3-1所示。图2-5-3-1TL431的电气符号图和等效电路图图中，A为阳极，需接地使用；K为阴极，需经限流电阻接正电源；是输出电压的设定端，根据，外接电阻分压器选择不同的和的值可以得到从2.536V范围内连续输出电压。需要注意的是，在选择电阻时必须保证阴极电流要大于1mA，以保证TL431正常工作。2.5.4三端稳压集成电路LM7805按照课题要求，有两路5V电压输出分别是经过12V和18V电压处理后得到的，且对处理方法没有过多的要求。为了减少设计的复杂性，本课题选择使用三端稳压集成电路LM7805。下面将对LM7805做简单的介绍。LM7805是三端稳压电源模块，外围电路简单，正面看，管脚分别为输入、地、输出。额定输出电流1.5A，最大输入电压35V，输入输出压差的最大值是30V，最小值2V，输出电压5V，误差0.2V，实际应用时应根据压差和电流确定7805上的耗散功率，增加适当的散热装置。图2-5-4-1LM7805应用电路图3硬件系统设计3.1高频变压器的设计3.1.1高频变压器的作用高频变压器是开关电源的重要组成部件，它不仅是能量转换和传输的主要器件，而且能够实现输入与输出的电器隔离。其性能的好坏不仅影响变压器本身的效率和发热量，而且还会对开关电源的整体性能和可靠性产生极大的影响。因此，全面分析设计变压器的材料、损耗、磁通密度、制造工艺就显得尤为重要。当控制IC输出一个导通脉冲到MOSFET的栅极时，MOSFET饱和导通，变压器初级绕组中电流逐渐增加，而此时初级绕组产生的感应电压使输出回路的整流二极管截止，次级绕组中无电流，能量以磁能的形式存储在初级绕组中。当截止脉冲到来时，根据楞次定律，次级产生与之前方向相反的感应电压，使整流二极管立即导通，次级线圈产生的感应电压向输出滤波电容充电，即把能量从初级绕组传递到次级的输出电容中，并给负载供电。变压器周而复始的经历上述能量的存储转换过程，从而实现了能量的传输。3.1.2高频变压器的设计1、选择变压器的磁芯及材料用于开关电源的高频变压器磁芯都是铁磁合金，实际应用的磁芯材料有铁氧体、超微晶合金等。选择磁芯时最重要的考虑因素是在工作频率点处的损耗和磁密，因此正确的选择高频变压器磁芯，对变压器性能发挥至关重要。考虑到价格的因素，本设计选用国产NCDLPZ材料的铁氧体磁芯。确定磁芯规格可以根据制造厂提供的图表，按输出功率来选择磁芯，例如下表：输出功率/WMPP环形磁芯直径/（in/mm)E-E、E-L等磁芯(每边)/(in/mm)<50.65(16)0.5(11)<250.80(20)1.1(30)<501.1(30)1.4(35)<1001.5(38)1.8(47)<2502.0(51)2.4(60)表3-1输出功率与大致的磁芯尺寸的关系57W可选用每边约35mm的EE35/35/10材料为PC30磁芯，磁芯有效截面积=100，=188，磁芯重量W=40.6g。Error! No bookmark name given.Error! No bookmark name given.Error! No bookmark name given.2.计算初级临界电感（3-1）3.计算磁芯气隙（3-2）其中，为磁芯有效截面积，单位为最大工作磁通密度，单位G为最小初级电感，单位H4.计算一次绕组最大匝数查表可知，EE35/35/10磁芯的=120nH/N2（3-3）为方便次级绕组设计，本设计取=190砸5.计算二次主绕组匝数VD采用肖特基二极管，典型值为0.6VDC5V主绕组：=2.7取3匝（3-4）6.计算其他次级绕组匝数两路DC12V绕组：6.75取7匝DC18V绕组：9.9取10匝7.计算和选取绕组导线规格（3-5）式中：为相应绕组直径，单位为；为相应绕组额定电流，单位为A；为电流密度，单位为A/，AWG标准J=1.98A/；初级绕组最大电流有效值为：（3-6）初级绕组线径：=0.47mmDC主5V绕组：=1.13mmDC12V绕组1：=0.97mmDC12V绕组2：=1.13mmDC18V绕组：=0.42mm初级绕组：#18AWG，单股DC12V绕组：#18AWG，2股DC18绕组：#26AWG，单股3.2输出级的设计由于本课题设计的是离线式开关电源，并且考虑成本原因，采用无源输出级。无源输出级就是基于传统的无源半导体器件设计的。它在电源效率为70%84%之间是可以接受的。输出整流电路原理图如图所示图3-2-1输出整流电路输出整流管宜采用正向压降小的肖特基二极管，这样可以减少损耗，其反向恢复时间短，不仅可以降低损耗，并且可以减小噪声干扰。对电源效率的提高也是很有帮助的。对于反激式拓扑结构：DC5V：=14.33V，采用2GWJ42DC12V：=33.77V，采用2GWJ42DC18V：=49.1V，采用HRP34第一级滤波电容的选择由下式确定：（3-7）其中：是输出端的额定电流，单位为A；是在高输入电压和轻载下所估计的最小占空比（估计值为0.3是比较合适的）；是最大的输出电压纹波峰峰值，单位为mV。DC5V：这里取三个100DC12V一路：这里取220DC12V二路：这里取三个100DC18V:这里取50第二级经LC滤波使不满足文波要求的电压再次滤波。通常滤波电感可以选择0.3H，输出滤波电容器不仅要考虑输出纹波电压是否可以满足要求，还要考虑抑制负载电流的变化，在这里可以选择100F。Error! No bookmark name given.3.3功率MOSFET及其驱动电路设计功率MOSFET的主要作用是将直流输入电压斩波成PWM电压。为了完成此功能，功率MOSFET需要工作在导通与截止状态，这样可降低功率器件损耗。3.3.1功率MOSFET的选择忽略变压器漏感尖峰电压，功率MOSFET的最小电压应力为：考虑到变压器漏感产生的尖峰电压，并留有裕量，取VDSS为1000V的管子，本设计中Ipk=0.9295A选用1000V/4A 2SK1119。3.3.2功率MOSFET控制电路及其参数选择图3-3-1控制电路及MOSFET电路图UC3844的8脚的+5V基准电压经过给充电，再经过芯片内部电路放电，于是在第4脚就得到锯齿波电压，其频率为开关频率，取=则。、构成补偿网络，用于改善误差放大器的频率特性。为MOSFET的栅极驱动电阻，一般取1020，这里选用15。Error! No bookmark name given.3.4电压反馈电路设计3.4.1电路图及原理考虑到控制器的安全性，一般都采用光耦隔离反馈电压。为了减小光耦合器的漂移，二次侧需要一个误差放大器，本设计采用TL431构成误差放大器。对于多路输出的电源来讲，输出端的交叉调整性能是个不可忽视的问题。若只对一路输出进行反馈，则当未检测输出端负载变化时，被检测的输出端电压波动很小，但未检测的输出端电压的变化并不能完全通过变压器耦合到反馈端，因此不能对其有效调节，导致其他输出端电压波动较大。多路输出检测通常是把上臂检测电阻用多个并联电阻代替，分别接到不同的输出端。每个输出端被检测的电流百分比，即表示了该输出端被调节的程度。图3-4-1电压反馈电路3.4.2元器件参数选择由于本设计对5V电压要求较高，所以5V输出端被检测电流占40%，一路12V、二路12V和18V各占20%。取R10为1%精度的电阻，其值为2.49，则实际检测电流为Is=2.5V/2.49=1.004mA。则取6.2（3-9）取47.5（3-10）取77（3-11）取=470，TL431的=20mA，PC817的=3mA，则上的压降为（3-12）由PC817芯片资料可知，其发光二极管的正向导通压降典型值为1.2V，则上的压降，又知流过的电流，因此的值为3.5输入启动电路的设计电路图如下：图3-4-1启动电路图电源通过启动电阻给电容充电，当电压达到UC3844的启动电压门限值（+16V）时，UC3844开始工作并提供驱动脉冲，由6端输出驱动开关管工作。随着UC3844的启动，的工作也就基本结束，7脚电压可以小于16V，余下的任务交给输出绕组Ns12V，由输出绕组Ns12V来为UC3844供电，由于UC3844稳定工作后。由于输入电压超过了UC3844的工作电压，为了避免意外，用稳压管限定UC3844的输入电压，取的稳定电压为18V，可以选择IN4746稳压二极管。阻值的计算：稳压管IN4746的稳定电流为14mA，UC3844的启动电流不能小于1mA，按1mA计算，则3.6输入整流滤波电路设计3.6.1电路原理图对于市电供电的开关稳压电源，输入整流滤波电路的设计是必须的，但是相对于其他电路部分，输入整流电路的设计相对简单，但其设计的好坏对于电源的可靠性和对电网的影响也有较大的影响。输入整流滤波电路通常由：EMI滤波器、浪涌电压电流抑制器、整流器和滤波电容组成。许多交流输入的场合有些电源还带有PFC功率因数校正电路，以减小电源对电网供电质量的影响。图3-6-1输入整流滤波电路3.6.2元器件参数选择C1、C2为抑制串模干扰，其容值不需要很大，一般取0.010.47薄膜电容，这里取0.1/400V的薄膜电容。共模扼流圈L，对共模信号呈现很大的阻抗，他通常由线圈绕在高磁导率、低损耗的铁氧体磁环上制作完成的。其电感通常取几毫亨至十几微亨，视额定电流而定。额定电流I/A136101215电感量范围/mH812240.40.80.20.30.10.150.070.08L典型值/mH82.50.780.2250.110.073这里选择L值为8mH。C3、C4跨接在输出端接地，能有效抑制共模干扰。一般采用陶瓷电容，电容量在22004200pF之间。这里取3300pF。为了降低500kHz以下的传导噪声，一般VD1、VD3采用快恢复二极管，这里取FR156，VD2、VD4取1N4007.输入滤波电容C5的选取可以根据经验公式：在AC342418V输入时，一般（35）/W。这里取470/1000V铝电解电容。3.7保护电路设计系统的保护电路包括过电流保护、过电压保护、欠压锁定、尖峰冲击电压保护等。以下将就几种保护电路做个详细的介绍。1输入保护a一般在输入端加熔丝管，这里用2A的熔丝管较为合理。b负温度系数热敏电阻NTCR。其特性为其阻值随温度升高而降低。它能有效减小电源接通瞬间，电流对电路的冲击。这里选择8-101NTCR，标称阻值为10，额定电流为1A。c压敏电阻VSR。其特点是，工作电压宽，耐冲击电流能力强，漏电流小，电阻温度系数低，价格低廉，体积小。压敏电阻对冲击电压有较好的钳位作用。这里选取MY31-270/3，标称值480V。2、过流保护过流保护电路主要通过检测上流过的电流并通过和滤波后，反馈回UC3844，与其内部的1V基准电压比较，使导通宽度变窄，输出电压下降，直至使UC3844停止工作，没有触发脉冲输出，使场效应管截止，达到保护MOSFET和电路的目的。短路现象消失后，电源自动恢复正常工作。因为Ipk=0.9295A，因此。3、MOSFET尖峰电压冲击保护由于场效应管在由饱和导通进入截止的瞬间，急剧变化的漏极电流会在高频变压器初级绕组上感应出反向电动势，加上变压器漏感产生的浪涌尖脉冲直接加在MOSFET漏极，其峰值可达到直流输入电压的数倍，它们与直流输入电压叠加，MOSFET很容易因此击穿。通常的做法是在MOSFET漏源级之间加二极管RC网络钳位或吸收尖峰电压。本设计中，和，共同组成了尖峰电压钳位电路。以，为例，其作用是通过给充电，把尖峰电压钳位在安全值以下，然后通过将吸收的浪涌尖峰电压以热量形式释放掉，从而保护了功率MOSFET。Error! No bookmark name given.Error! No bookmark name given.3.8系统原理图图3-8本设计开关电源电路图5.总结与展望5.1系统总结（论文、设计所做工作，1页纸）5.2系统展望（课题做的过程中，试验过程中，发现不足，用什么样法案、方法，可达什么效果，1页之内）致谢在这里首先感谢母校对我们毕业设计给予的支持和帮助，还要感谢大学期间里所有任课老师对我的栽培，尤其感谢我的毕业设计的指导老师蔡华锋老师，其渊博的学识，深邃的思想和扎实的理论功底、严谨的治学态度使我受益匪浅。本设计是在蔡华锋老师的悉心关怀和精心指导下完成的。在毕业设计过程中，蔡老师悉心指导我的毕业设计，对我提出的问题耐心解答，在蔡老师的帮助下，使我的毕业设计能顺利完成，在这里对蔡老师表示由衷的感谢。在此还要真诚地感谢老师和同学们这几年来对我的学习和生活上的帮助，并向本文中使用的文献资料的作者们表示深深的谢意!通过本次毕业设计，使我对大学所学的知识有了进一步的认识，同时通过几个月的设计，加强了我独立思考和动手能力，加强了解决问题的能力。希望在以后的日子里母校蒸蒸日上，祝愿老师和同学们，工作顺利，身体健康。在未来的日子里，我将一如既往的遵循着不断进取的精神，极力为母校争光。再次向曾鼓励、支持与帮助过我的老师和同学们表示衷心的感谢。参考文献1 蔡宣三，开关电源的发展轨迹，电子产品世界，2000，4：42432 徐九玲，谢运详，彭军，开关电源的新技术与发展前景，电气时代，2003，6：52553 张占松，蔡宣三，开关电源的原理与设计，北京：电子工业出版社，1998，781124 杨荫福，段善旭，朝泽云，电力电子装置及系统，北京：清华大学出版社，2006，25435 STDatasheetofhighperformancecurrentmodePWMcontrollerUC3842B/3B/4B/5B，March1999：l156 AnonTL431，A，BSeriesMOTOROLA公司资料：TL431，A，BSeries7 AnonHi