2022年高效紧凑反激式变换器电信电源的设计方案.docx

精选学习资料 - - - - - - - - - 高效紧凑反激式变换器电信电源的设计 2022-2-1 电源开发网电源开发资源 - 可免费申请的专业杂志列表高频开关电源设计中的电磁兼容性问题争论 SG3524与 SG3525 的功能特点及软起动功能的比特种单片开关电源模块的电路设计 UC3842 应用于电压反馈电路中的探讨电容基础学问电阻学问电感学问好书举荐：现代高频开关电源有用技术 DC-DC 模块 TPS54310 的 SPICE 模型的建立与应用Abstract：auti-exciting converter of high efficiency and tighteness for telecommunication power supply, Which were united desige by using the MAX5201 power supply chip of contral and the component. The paper introduces the desig method ,and Its the featuer . and Parameters of main components and related wareforms are provided. Keyword ： Off-line controller of power Supply auti-exciting converter 1、引言众所周知,电信电源被要求工作于一个很宽的输人电压范畴 <36V 至 77V）,而在 48V 输人时是最具有优异的电路性能；但要求这种电路设计,应当紧凑、高效,而且具有低截面,以便能容纳在紧密的卡槽之间；本文将争论一个用于电信应用的 5W 反缴式变换器开关电源,该变换器是基于通用离线式电源掌握器-MAX5021 芯片 IC1> 来实现；当今的电信系统包含众多的线卡,它们并行连接到高功率背板上,每一个都具有自己的输人滤波电容和低电压功率变换器；由于大量输人滤波电容的并联使每一个的值,限制在仅几个微法,从而使电源设计相当困难；那如何解决呢？目前, MAX5021 掌握芯片是一种高频率、电流模式 PWM 掌握器,很适合用于宽输人范畴的隔离式电信电源；它可用来设计小型、高效的功率变换电路；其 MAX5021 芯片特点是：具有固定的 262kHz 开关频率能使开关损耗掌握在适当范畴内,同时又适度地减小了功率元件的尺寸；芯片内部含有大回差的欠压锁定电路 ,具有极低的启动电流,这种低损耗设计特别适合于具有宽输入电压范畴和低输出功率的电源；逐周期电流限制 利用内部的高速比较器实现 >降低了对于 MOSFET 和变压器的超额设计要求；以及仍包括最大占空比限制和高峰值输出和吸取电流驱动才能等特性；图 1 所示 ,为用通用离线式电源掌握器-MAX5201 芯片进行输人电压范畴在 36V 至 72V 的 5W 反激式变换器开关电源设计原理图；下面就该离线式开关电源几个主要组成部的设计思想进行争论；2、功率级设计电源设计的第一步是打算变换拓扑；选择拓扑的条件应包括输入电压范畴,输出电压,初级和次级电路中的峰值电流,效率,形状1 / 8 名师归纳总结 - - - - - - -第 1 页,共 8 页精选学习资料 - - - - - - - - - 参数和成本；对于一个具有1： 2 输入电压范畴、5W 输出的小形状参数电源,反激拓扑是正确的选择；这是为什么呢？因这种拓扑所需元件数最少,有利于降低成本和形状参数；反激变压器可设计为连续或非连续工作模式；在非连续模式中,变压器磁芯在关断周期完全传送其能量,而连续模式就在能量传送完成前开头下一个周期；据此情形,基于以下缘由选择非连续模式：它能使磁性元件中的能量储备最大化因此降低了元件尺寸 >；简化了补偿 没有右半平面的零点 >；具有较高的单位增益带宽；虽然非连续工作模式的一个缺点是初级和次级电路中较高的峰均电流比；较高的比率意味着较高的 RMS< 等效串联电阻）电流,会导致更高的损耗和更低的效率；虽然有此缺点,但对于低功率变换来说,就非连续模式的优点却明显要多于缺点；而且,该芯片的驱动才能,已足以驱动可承载峰值电流的功率开关管-MOSFET<Q1 ）；对于电信电源应用,MAX5021 在此拓扑中使用标准的MOSFET ,很简洁获得 15W 的功率输出；3、反激变压器 T1 的设计变压器设计中降低损耗、提高效率的关键是选择一个合适的磁芯；磁芯和绕组面积乘积打算了变压器能够处理的功率及其温升；选择磁芯时仍需要考虑拓扑 绕组中的平均电流与 RMS 电流之比 >、输出电流、效率和形状参数；下面将逐步说明如何设计一个非连续模式的反激变压器 T1/NS_A ；* 估算满意要求的最小面积乘积 AP 与磁芯横截面积 Ae,选择一个具有适当形状参数的磁芯和线轴；* 运算次级绕组电感,应保证磁芯在最小关断时间内储能完全释放；* 依据供应最大负载所需的能量运算初级绕组电感；* 运算初级匝数Np .Nbias. * 运算次级匝数NS 和偏置绕组匝数* 运算磁芯 AL 值；* 运算初级 RMS 电流,估算次级 RMS 电流；* 考虑适当的绕组次序和变压器结构以降低漏感；3.1 利用下面的公式,估算满意要求的最小面积乘积：请留意上面第一个方程是通用的,其次个方程只用于采纳 其中：=预期的变换器效率；Kp=安排给初级绕组的面积 通常为 0.5>；MAX5021 的电源在 40温升时的情形；KT=初级 RMS 电流和平均电流之比对于于非连续反激拓扑一般为0.55 到 0.65>；KU= 窗口填充系数 0.4 到 0.5>；2 / 8 名师归纳总结 - - - - - - -第 2 页,共 8 页精选学习资料 - - - - - - - - - J=电流密度 9.862x >时窗口温升低于 40 >；以及 BMAX= 最大工作磁通密度 单位：特斯拉,通常用在 0.12T 到 0.15T>；选择一个面积乘积 AP>等于或大于以上运算数值的磁芯,同时留意磁芯的横截面积；以下表格给出了不同输出功率所对应的磁芯尺寸、 Ap 和磁芯横截面积 Ae>：依据上述公式运算和表格中输出功率 5W-8W> 的选择,得出：选择 EPC-I3 型TDK 型号 -PC44EPCI3-Z> 磁芯磁芯 Ap 和 Ae 为：3.2 正如从前所争论的,非连续工作模式要求磁芯在关断周期完全放电；次级电感量Ls 打算了磁芯完全放电所需的时间；经运算得Ls为: 3.3 导通周期初级绕组中上升的电流在磁芯中建立起肯定的能量,在随后的关断周期被释放出来供应输出功率；初级电感 Lp 必需在导通期间储存足够的能量以支持最大输出功率 . 经运算 Lp 得为 : 3.4 下一步,运算初级绕组匝数Np,必需保证初级绕组在最大V-s 面积作用下最大磁通密度不超出上限；最大峰值工作电流显现在最大占空比时；经运算初级匝数Np 为: Ns 和偏置绕组的匝数NBIAS ；3.5 用四舍五人方式,使初级匝数为最接近的整数,并依据四舍五人后的初级绕组匝数运算次级绕组用公式运算次级绕组Ns 和偏置绕组的匝数NBIAS. 为: 3 / 8 名师归纳总结 - - - - - - -第 3 页,共 8 页精选学习资料 - - - - - - - - - 次级和偏置电路整流二极管的正向压降分别假定为 人次级和偏置绕组的匝数为最接近的整数；0.2V 和 0.7V ；请参考二极管制造商供应的数据手册核实这些数据；同样,四舍五3.6 磁芯 AL 值与磁路中的气隙有关；MOSFET 导通期间大部分能量被储存于气隙中；为降低电磁辐射,可将气隙开在磁芯的中柱上；经运算磁芯数值 AL 为 : 3.7 变压器制造商仍须知道初级、次级和偏置绕组中的 RMS 电流,以便确定线径；考虑到趋肤效应,建议采纳不超过 28AWG 的线径；可将多线并绕以达到符合要求的线径；多丝绕组被特别普遍地用于高频变换器；初级和次级绕组中的最大 RMS 电流发生在 50占空比最低输人电压 >和最大输出功率的情形下；可用公式运算初级 RMS 电流 IPRMS> 和次级 RMS 电流 ISRMS> 为: 偏置电流通常低于 10mA ,这样在选择线径时主要考虑的是绕线的便利性而非其载流才能；3.8 为了降低开关关断时的漏感尖峰,合理的绕线技术和次序特别重要；例如,可以将次级绕组夹在两半初级绕组之间,并使偏置绕组靠近次级绕组,这样偏置电压会跟随输出电压；需要说明的是 : * 在上述反激变压器 T1 运算值中,其运算公式除 3.1 标题外 .其余均略；运算的规格为 VIN=36V-72V,VOUT=5.1 及 IOUT=1.1A 条件下进行的 . 4、MOSFETQ1> 选择MOSFET 的选择条件包括最大漏极电压、峰值RMS 初级电流和封装所答应的最大耗散功率 不超出结温限制 >；MOSFET 漏极承担的电压是输入电压、次级电压透过变压器匝比的反射、以及漏感尖峰的总和；图 2 为描述了漏极电压 VDS 和初级电流的关系 .MOSFET 的最大额定 VDS 必需高于最坏情形下的漏极电压 最大输入电压 VINMAX> 和输出负载 ,而 VSPIKE= 电压尖峰 >；较低的最大额定 VDS 意味着较短的沟道、更低 RDSON> 、更低的栅极电荷和更小的封装；因此,可取的做法是,选择较低的 NpNS 比,并且将漏感尖峰掌握在较低水平下,通过这些手段降低VDSMAX> 要求；可采纳电阻电容二极管RCD>缓冲网络来抑制尖峰；初级 RMS 电流可被用来运算 MOSFET 的直流损耗； MOSFET 的开关损耗和工作频率、总栅极电荷和关断过程中的交叉传导损耗有关；导通期间的交叉传导损耗可以忽视,由于非连续传导模式中初级电流是从零开头的；为防止在上电过程和故障情形下损坏,有必要降额使用 MOSFET ；利用下面的公式估算 MOSFET 的功率损耗：4 / 8 名师归纳总结 - - - - - - -第 4 页,共 8 页精选学习资料 - - - - - - - - - 其中：QG=MOSFET 的总栅极电荷 库仑 >；Vcc= 偏置电压 伏>；tOFF=关断时间 秒>；以及CDS= 漏源电容 法拉 >；5、RCDR11 C10 D3> 缓冲网络设计为了降低对于 MOSFET 的 VDS 要求,建议在初级侧采纳 RCD 缓冲器采抑制漏感中的能量所激发的尖峰；缓冲器消耗了这些能量,不然的话,它们只能由 MOSFET 自身来消耗；缓冲器中的电容必需有足够高的容量来吸纳漏感能量,使 MOSFET 漏极电压不会超出容许范畴；可以用下面的公式运算这个电容：其中：LL= 漏感,由变压器厂商供应；本文所设计的变压器,通常为 1uH 到 3uH.>VSPIKE= 电压尖峰,典型为 30V 至 50V； IPK= 峰值初级电流,在本例中 最坏情形下 >等于限流门限除以 RSENSE捡测电阻 >；二极管 D3 必需为快速开关型,反向隔离电压至少等于 MOSFET 的额定 VDSMAX> ；电阻的选择应使 RC 时间常数 2 至 3 倍于开关周期；电阻的耗散功率是漏感能量乘频率,再加上电容两端直流偏压所产生的功率两者之和；可用公式 <略）估算电阻的功率损耗 PR. C10- 缓冲电容 R11-缓冲电阻 . 6、输入滤波器 C1 C2 R1 >设计输入滤波器降低了变换器脉冲电流的沟通成分,这样使变换器对于输入电源出现为一个直流负载；这个滤波器的设计参数有 RMS 纹波电流容量、输人电压和答应反射回电源的沟通重量水平；由于非连续模式的反激式变换器要在每个周期内通过电容器 ESR 吸取三角形的峰值电流,需要采纳大型铝电解电容,由于它们具有低 ESR 和高纹波电流容量；但是,对于一个分布式供电系统,相并联的变换器输人滤波电容加在一起,可能会在启动时产生无法接受的浪涌电流；作为另一种选择,你也可以采纳陶瓷电容,以获得低 ESR 和高纹波电流容量；同时又保持较低的总电容；输人峰到峰纹波电压包括因电容器 ESR VESR> 和因电容器电荷缺失所造成的电压降 Vc>；对于低 ESR 陶瓷电容,可以使来自于电荷缺失和 ESR 纹波的奉献之比为 3：1,可利用下面的公式估算电容器的电容量 CIN 和 ESR: 5 / 8 名师归纳总结 - - - - - - -第 5 页,共 8 页精选学习资料 - - - - - - - - - 选择一个具有足够RMS平均有效值 >纹波处理才能,同时又不会使内部温升过高的电容器；采纳下面的公式估算输入电容中的RMS纹波电流 ICRMS ：7、LC 输出滤波器 <L2 C9 ）设计对于输出电容的要求取决于负载端所能接受的峰到峰纹波电平；反激式变换器中的输出电容要在开关导通时间内供应负载电流；而在关断周期,随着磁芯能量的释放,变压器次级绕组将缺失的电荷补充回来,并且同时供应负载电流；同样,输出纹波是输出电容器 ESR 所产生的电压降 VESR>和开关导通时间内因电荷缺失所产生的电压降 Vc>两者之和 .MAX5021 的高开关频率降低了对于电容量要求；建议采纳低 ESR 的钽电容,由于它们具有令人中意的电容量和 ESR 组合,可以利用下面的公式运算电容量和 ESR: 其中：DOFF 为放电占空比,可用下面的公式运算：除此之外,次级电流的didt 流过输出电容的ESL 时仍会产生额外的尖峰噪声,叠加在输出纹波上；一个小的LC 滤波器就可以抑制掉这些低能量的尖峰,并且它也有助于衰减开关频率纹波；为了尽量减小滤波器的相位滞后效应,确保其不影响补偿,应将其转角频率设计在远离预估闭环带宽一个十倍频程以上；图3 示出了采纳和未用LC 滤波器时的峰到峰纹波波形；采纳一个luF 到 10uF 的低 ESR陶瓷电容,利用以下公式运算电感量：其中：fc=预估闭环带宽；8、 关于电源的功率损耗高频开关变换器的损耗可能会很大,由于开关损耗和直流损耗是简洁相加的；要将开关损耗保持在最低水平 ,认真地选择元件是很有必要的； MAX5021 被设计为具有足够高的工作频率,以便降低无源元件的尺寸,同时又具有尽可能低的开关损耗；MAX5021 的低启动电流和低静态工作电流使掌握电路中的功率损耗降至最低；为了进一步降低开关损耗,达到更高的转换器效率,选用一个具有较低栅极电荷和栅到漏电容的 MOSFET ,并且平稳 MOSFET 的直流和开关功率损耗；图 4 所示为图 1 电源电路的的变换效率随输出电流的变化曲线,利用以下公式可运算出 MOSFET 中的直流和开关损耗 PMOS：6 / 8 名师归纳总结 - - - - - - -第 6 页,共 8 页精选学习资料 - - - - - - - - - 其中 : QG=MOSFET 栅极总电荷 <纳库仑）；Vcc=VCC 电压 MAX5021 的引脚 4>；tF=关断时间 秒 >；VD= 关断时的漏极电压 伏>；fSW= 开关频率 262kHz> ；以及IPK= 初级峰值电流 安>；IPRMS= 电流平均有效值. VFB 和低反向复原损耗；采纳下面的公式运算次级二极管中的直流损耗PD,忽视因开在次级侧采纳肖特基二极管可以获得低关过程而产生的反向复原损耗：PD=VFB*Io 其中：VFB= 次级二极管于 IPK 2时的正向压降 伏>；为了降低变压器初级和次级间的漏感,可以将次级绕组夹在两半初级绕组中间；采纳多股线绕组可以降低趋肤效应所造成的损耗；9、输出电压的稳固掌握与频率补偿频率补偿环由输出 VOUT 路经并联调剂器 误差放大器 >IC2-TLV431 AC 、光电耦合器 IC3-MOC207 以及 MAX5021 内部的 PWM 比较器组成；以实现对输出电压的稳固掌握 . 而频率补偿环路经也是由此闭合 . 通过优化的线路板设计可以获得 8kHz 的闭环带宽和 44&ordm ；的相位裕量；通过切换负载 20us内从 100mA 到 lA> ,我们可以检验其负载瞬态响应,你会在输出电压上得到一个小的偏移和快速建立过程中的波动；一个过补偿的变换器会增加其响应时间,并且仍会在打开过程中造成输出电压过冲；10、布局和安全准就高频开关变换器会产生高摆率的电压和电流波形；为了使电压尖峰和电磁辐射降至最低,应当最大限度减小电流环路和印刷线条中的寄生电感；合理的元件摆放是缩短高频线条的关键；依照以下步骤可以获得良好的布局：* 尽可能减小由输入电容正端、变压器初级、MOSFET 开关、检流电阻和输人电容负端构成的环路；* 尽可能缩短从 MAX5021 到开关 MOSFET 的栅极驱动线条；* RCD 缓冲器元件尽可能靠近输入电容和 MOSFET 开关；* 连接到 MAX5021Vcc 、 VIN 和 CS引脚的陶瓷电容应靠近 IC 放置；* 尽可能减小由变压器次级、次级二极管和输出电容组成的环路；* 为了在印刷板上有效散热,在 MOSFET 漏极、变压器次级和次级二极管上大面积敷铜；电路类型 SELV , TNV-1 ,TNV-2 或 TNV-3> 及其弄脏程度 取决于电路所处环境参考文献7 / 8 >打算了对于初级和次级电路的间隔要求；名师归纳总结 - - - - - - -第 7 页,共 8 页精选学习资料 - - - - - - - - - 1. MAXIM Product Selector Guide 2001 November 2 .Computer Products Inc. Power Conversion Engineering Handbook 1997 3.Computer Products Inc. Power Supply Product Handbook 1996-1997 4.开关电源的原理与设计 电子工业出版社 1999 年8 / 8 名师归纳总结 - - - - - - -第 8 页,共 8 页