射频电路设计2教学内容.ppt

射频电路设计2 品质因素：品质因素：功率损耗通常被认为是外接负载的功率损耗和滤波器本身功率损耗的总和。功率损耗通常被认为是外接负载的功率损耗和滤波器本身功率损耗的总和。故：故：有功功率有功功率无功功率无功功率10BW3dBBW60dB3dB60dB带带通通纹纹波波带带阻阻衰衰减减插插入入损损耗耗,dB 波纹：波纹：通带内信号的平坦度。通带内信号的平坦度。带宽：带宽：通带内对应通带内对应3dB 频率。频率。矩形系数：矩形系数：60dB与与3dB带宽的带宽的比值。它反映了曲线的陡峭程度。比值。它反映了曲线的陡峭程度。阻带拟制：阻带拟制：常以常以60dB为设计值为设计值 RF 插入损耗：插入损耗：定量描述了功率定量描述了功率响应幅度与响应幅度与0dB基准的差值，即：基准的差值，即：在综合分析滤波器的各种情况时，下列参数至关重要：在综合分析滤波器的各种情况时，下列参数至关重要：当当RL时：时：为纯一为纯一 阶系统阶系统,H()为传递函数为传递函数 5.1.2 低通滤波器低通滤波器CRV2VGZGZLV1 图示为一阶低通滤波器，设图示为一阶低通滤波器，设ZG=RG，ZL=RL 用四个级连用四个级连ABCD参量网络构成。参量网络构成。则：则：当当时：时：故：故：当当0时：时：具有低通特征具有低通特征相位关系：相位关系：群群 时时 延：延：衰减系数：衰减系数：频率频率,Hz108109101010610730252015105-2035相位相位,dcg频率频率,Hz108109101010610700-30-40-50-60-70-80-90-10衰减衰减,dBRG=50R=10C=10pFRG=50,R=10,C=10pF我们经常需要设计具有线性相位我们经常需要设计具有线性相位(A)的滤波器，即的滤波器，即 任意常数 5.1.3 高通滤波器高通滤波器 图示为一阶高通滤波器，设图示为一阶高通滤波器，设ZG=RG，ZL=RL 用四个级连用四个级连ABCD参量网络构成。参量网络构成。则：则：当当时：时：故：故：当当0时：时：LRV2VGZGZLV1RG=50，R=10，L=100nH 5.1.4 带通和带阻滤波器带通和带阻滤波器 带通滤波器可采用带通滤波器可采用RLC串联或并联串联或并联电路结构。对串联电路：电路结构。对串联电路：CRV2VGZGZLV1L传递函数：传递函数：例例5.1 设设ZL=ZG=50,L=5nH,R=20,C=2pF，求滤波器的频率响应。，求滤波器的频率响应。解：解：频率频率,Hz10910101011107108100-1008060200-20-40-804554035302520151040-60衰减衰减,dB相位相位,dcg则：则：曲线上升缓慢曲线上升缓慢f0=1.59GHz对并联电路：对并联电路：则传递函数：则传递函数：衰减衰减,dB相位相位,dcg频率频率,Hz10910101011107108频率频率,Hz1091010101110710814131211871669101520010-10-20-3030 可见可见RLC串联电路换成并联电路以后，则带通电路变成带阻电路，其串联电路换成并联电路以后，则带通电路变成带阻电路，其衰减曲线要陡峭得多。衰减曲线要陡峭得多。固有品质因素固有品质因素(RE=RG+RL=0,R0)：C R总总 VGL外部品质因素外部品质因素(RE=RG+RL0,R=0)：有载品质因素有载品质因素(RE=RG+RL0,R0)：当当 时电路发生串联谐振，其谐振频率：时电路发生串联谐振，其谐振频率：即：即：由带宽定义：由带宽定义：高高Q时时0故：故：将串联公式中将串联公式中RG，LCCL，VI可得并联公式可得并联公式fUfLf01/21BW 5.1.5 插入损耗插入损耗 采用网络分析仪测量采用网络分析仪测量Q值比测量阻抗或导纳更容易值比测量阻抗或导纳更容易,所以对串联谐振器：所以对串联谐振器：设传输线在信号端和负载端设传输线在信号端和负载端均处于匹配状态均处于匹配状态(ZL=ZG=Z0)。VGZ0ZGZLZ0CRL并联谐振器：并联谐振器：其中其中 称为归一化频率偏差。称为归一化频率偏差。不插滤波器：不插滤波器：插滤波器后：插滤波器后：则插入损耗：则插入损耗：在谐振状态下在谐振状态下,=0，第一项没有影响，当滤波器偏离谐振时影响明显。，第一项没有影响，当滤波器偏离谐振时影响明显。其中其中LF称为损耗因素，是设计滤波器衰减特性的关键参数。称为损耗因素，是设计滤波器衰减特性的关键参数。由 ：例例5.2 上图Z0=ZL=ZG=50,R=10,L=50nH,C=0.47pF,VG=5V,求各种品质因数及信号源输出功率和谐振状态下负载吸收功率。解：解：fLfUf0 5.2 特定滤波器的实现特定滤波器的实现 5.2.1 巴特沃斯滤波器巴特沃斯滤波器两种结构：两种结构：由于衰减曲线没有任何纹波，称为最大平滑滤波器。由于衰减曲线没有任何纹波，称为最大平滑滤波器。GG=g0=1RG=g0=1g1g2g3gN+1g2g3g1gN+1N 值根据频率值根据频率衰减要求确定衰减要求确定g 值可直接查值可直接查表表5.2 和表和表5.3353025201510 5 0插入损耗，插入损耗，dB归一化频率，归一化频率，0 0.2 0.4 0.6 0.81 1.2 1.4 1.6 1.8 2N=2N=3N=4N=5N=13dB其中N为滤波器的阶数，通常a=1当=1时，IL=3dB为截止频率点。对于低通：对于低通：其中其中g0为波源内电阻或内电导，为波源内电阻或内电导，gm为电感或电容值，为电感或电容值，gN+1为负载电阻或电导值，所有为负载电阻或电导值，所有g值都有表可查。值都有表可查。表表5.2 最大平滑低通滤波器归一化元件参数最大平滑低通滤波器归一化元件参数g35 0.6180 1.6180 2.0000 1.6180 0.6180 1.0000g1g4g5g6g7g8g9g10g11g2N1 2.0000 1.00002 1.4142 1.4142 1.00003 1.0000 2.0000 1.0000 1.00006 0.5176 1.4142 1.9318 1.9318 1.4142 0.5176 1.00007 0.4450 1.2470 1.8019 2.0000 1.8019 1.2470 0.4450 1.00008 0.3902 1.1111 1.6629 1.9615 1.9615 1.6629 1.1111 0.3902 1.00009 0.3473 1.0000 1.5321 1.8794 2.0000 1.8794 1.5321 1.0000 0.3473 1.000010 0.3129 0.9080 1.4142 1.7820 1.9754 1.9754 1.7820 1.4142 0.9080 0.3129 1.00004 0.7654 1.8478 1.8478 0.7654 1.0000 对于不同的对于不同的N，从图中可找到滤波器衰减，从图中可找到滤波器衰减与频率的对应关系。如与频率的对应关系。如=2,=60dB，N=10.遗憾的是线性相移和陡峭的幅度变化相互冲突遗憾的是线性相移和陡峭的幅度变化相互冲突相应的群时延：相应的群时延：要得到线性相移：要得到线性相移：5.2.2 切比雪夫滤波器切比雪夫滤波器当a=1，=1时：时：-1-0.8-0.6-0.4-0.2 0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1 0.8 0.6 0.4 0.2 0-0.2-0.4-0.6-0.8 -1归一化频率，归一化频率，T2T3T4T1其中归一化频率，归一化频率，0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 1.6 1.8 23025201510 5 0插入损耗，插入损耗，dBN=33dB波纹波纹N=2N=1N=4且通带内各点的衰减均在且通带内各点的衰减均在3dB以下，以下，要减小波纹的幅度可适当通过选择要减小波纹的幅度可适当通过选择系数系数 a 来控制。若纹波峰值为来控制。若纹波峰值为RPLdB对于低通：对于低通：显然，波纹曲线均在显然，波纹曲线均在1 之间振荡。之间振荡。则由插入损耗：则由插入损耗：表表5.4(a)切比雪夫滤波器元件参数（切比雪夫滤波器元件参数（3dB纹波）纹波）g35 3.4817 0.7618 4.5381 0.7618 3.4817 1.0000g1g4g5g6g7g8g9g10g11g2N1 1.9953 1.00002 3.1013 0.5339 5.80953 3.3487 0.7117 3.3487 1.00006 3.5045 0.7865 4.6061 0.7929 4.4641 0.6033 5.80957 3.5182 0.7723 4.6386 0.8039 4.6386 0.7723 3.5182 1.00008 3.5277 0.7745 4.6575 0.8089 4.6990 0.8018 4.4990 0.6073 5.80959 3.5340 0.7760 4.6692 0.8118 4.7272 0.8118 4.6692 0.7760 3.5340 1.000010 3.5384 0.7771 4.6768 0.8136 4.7425 0.8164 4.7260 0.8051 4.5142 0.6091 5.80954 3.4389 0.7483 4.3471 0.5920 5.80953dB纹波纹波3阶阶3种种滤波器滤波器的比较的比较0.5dB纹波纹波 5.2.3 标准低通滤波器设计的反归一化标准低通滤波器设计的反归一化对高通滤波器：对高通滤波器：=/即可完成比例变换。即可完成比例变换。1.频率变换：频率变换：将归一化频率变换为实际频率，并按比例调整标准电感和标准电容。以满足实际工作频率和阻抗的要求以满足实际工作频率和阻抗的要求,并根并根据标准原型低通变为高通据标准原型低通变为高通 带通或带阻滤波器带通或带阻滤波器.实际电感：实际电感：归一化电抗：归一化电抗：实际电容：实际电容：对低通滤波器：对低通滤波器：=即可完成比例变换。即可完成比例变换。c实际电容：实际电容：归一化电抗：归一化电抗：实际电感：实际电感：c、对带通滤波器，实现比例变换和平移的函数关系：对带通滤波器，实现比例变换和平移的函数关系：并联参数的变换：并联参数的变换：其中上边频和下边频成反比关系：故：则频率变换关系：则频率变换关系：故并联电感：故并联电感：并联电容：并联电容：串联参数的变换：串联参数的变换：故串联电感：故串联电感：串联电容：串联电容：（5.46）对于带阻滤波器，通过对于带阻滤波器，通过5.46式的倒数变换可得：式的倒数变换可得：并联电感：并联电感：并联电容：并联电容：串联电感：串联电感：串联电容：串联电容：归一化低通到实际低通、高通、带通和带阻滤波器的变换低通原型低通原型 实际低通实际低通 实际高通实际高通 实际带通实际带通 实际带阻实际带阻(BW)L/L=gkC=gk1/(BW)LcCcC1cL1cL20BWCBWL20BWLBWC(BW)C120(BW)C20并并联联元元件件串串联联元元件件 2.阻抗变换：阻抗变换：将标准信号源阻抗g0和负载阻抗gN+1变换为实际的源阻抗和负载阻抗。原型低通的源阻抗和负载阻抗除偶阶切比雪夫滤波器外均为1，若实际阻抗为RG，则实际滤波器的元件参数为：例例5.4 设计一个设计一个N=3，带内波纹为，带内波纹为3dB的切比雪夫滤波器。中心频率的切比雪夫滤波器。中心频率2.4GHz，带宽带宽20%，输入、输出阻抗为，输入、输出阻抗为50。解：查表解：查表5.4(a)可得：可得：g0=g4=1，g1=g3=3.3487，g2=0.7117。RLRGL1L3V1C2V2VG实际阻抗：实际阻抗：则：则：5.3 滤波器的实现滤波器的实现 工作频率超过500MHz的滤波器用分立元件难以实现，理查兹提出了将一段开路或短路传输线等效于分布的电感或电容。电容集总参数可用一段开路传输线实现：电容集总参数可用一段开路传输线实现：由2.75式，短路传输线输入阻抗：若传输线长度为0/8，f0=vp/0，因此理查兹变换可用因此理查兹变换可用Z0=L的一段短路传输线替代集总参数电感，的一段短路传输线替代集总参数电感，也可用也可用Z0=1/C的一段开路传输线替代集总参数电容。的一段开路传输线替代集总参数电容。故传输线电感和集总参数之间的关系为：故传输线电感和集总参数之间的关系为：则电长度：其中其中 就是就是Richards变换变换(在归一化频率处在归一化频率处S=j1)。(5.59)(5.57)(5.58)5.3.2 Kuroda 规则规则 在把集总参数元件变成传输线段时，需要分解传输线元件，即插入单位元件以便得到可以实现的电路结构。单位元件可视为两端口网络，其电长度=(f/f0),特性阻抗为ZUE。由例4.6，4 除引入单位元件外，同样重要的是将工程上难以实现的滤波器设计变换成容易实现的形式。例如实现等效的串联电感时，采用短路传输线段比采用并联开路传输线段更困难。为了方便各种传输线结构的相互变换，库罗达提出了四个规则。5.3.1 单位元件单位元件传输线参量：Kuroda 规则规则原始电路原始电路原始电路原始电路Kuroda 规则规则单位元件单位元件Z1YC=S/Z2单位元件单位元件Z2/N单位元件单位元件Z2ZL=Z1S单位元件单位元件NZ1单位元件单位元件Z1YC=S/Z2单位元件单位元件NZ1YC=S/NZ2单位元件单位元件Z2ZL=Z1S单位元件单位元件Z2/NZL=SZ1/NYC=S/NZ2ZL=SZ1/N1NN1例例5.5 证明第一个Kuroda 规则。解：解：原始参量变换参量N=1+Z2/Z1将将N=1+Z2/Z1代入变换参量中即等于原始参量，在截止频率处：代入变换参量中即等于原始参量，在截止频率处：S=jtan45=j1o 5.3.3 微带线滤波器的设计实例微带线滤波器的设计实例 步骤步骤 3：根据：根据 Kuroda规则将规则将串联短线变换为并联短线。串联短线变换为并联短线。为了在信号端和负载端达到匹配并使滤波器容易实现，需要引入单位元件以便应用Kuroda规则。任务任务：设计一个输入输出阻抗为50的低通，fc=3GHz，波纹0.5dB，2fc时损耗不小于40dB，vp为光速的60%。rL=1rG=1L2L4C3C5C1rL=1rG=1Z4S.CZ2S.CO.CO.CO.CY3Y5Y1 步骤步骤 1：根据设计要求选择归一化参数。：根据设计要求选择归一化参数。由P152图5.22和表5.4(b)，N=5，g1=g5=1.7058，g2=g4=1.2296，g3=2.5408，g6=1。步骤步骤 2：用：用0/8传输线替换传输线替换电感和电容。电感和电容。由5.58式和5.59式，Y1=Y5=g5，Y3=g3，Z2=Z4=g4。rL=1ZUE2=1Z4S.CZ2S.CO.CO.CO.CZ3Z5Z1U.EU.ErG=1ZUE1=1首先在滤波器的输入首先在滤波器的输入输出口引入两个单位输出口引入两个单位元件。元件。其中其中Z1=0.5862 Z2=1.2296 Z3=0.3936 Z4=1.2296 Z5=0.5862输入端用规则输入端用规则2、输出端用规则、输出端用规则1将并联开路线变换为串联短路线。将并联开路线变换为串联短路线。rL=1Z4S.CZ5S.CO.CZ3U.EU.ErG=1Z2S.CZ1S.CZUE1=0.3696ZUE1=0.3696ZLZL单位元件单位元件Z1YC=S/Z2单位元件单位元件Z2/NZL=SZ1/N单位元件单位元件NZ1单位元件单位元件Z2ZL=Z1SYC=S/NZ2N=1+Z2/Z1规则规则2规则规则1由规则由规则2：NZ1=1NZ2=1/YC=0.5862N=1+Z2/Z1=1.5862ZL=Z1=1/N=0.6304Z2=1/NYC=0.36960.63040.6304rL=1Z4S.CZ5S.CO.CZ3U.EU.ErG=1Z2S.CZ1S.CU.EU.EZUE4=1ZUE3=1ZUE1=0.3696ZUE1=0.3696rL=1U.EU.ErG=1U.EU.EZ1=2.5863 Z2=0.4807 Z3=0.3936 Z4=0.4807 Z5=2.5863 O.CO.CO.CO.CZ3O.CZUE3=1.6304 ZUE1=1.5992 ZUE2=1.5992 ZUE4=1.6304用规则用规则1对对ZUE3变换：变换：Z2/N=1，Z1/N=0.6304，N=1+Z2/Z1=2.5863，YC=1/Z2=0.3867，Z1=0.6304N=1.6304；用规则用规则1对对ZUE1变换：变换：Z2/N=0.3696，Z1/N=1.2296，N=1+Z2/Z1=1.3006，YC=1/Z2=1/0.3696N=2.0803，Z1=1.2296N=1.5992。步骤步骤 4：反归一化将单位元件的输入、输出阻抗变成：反归一化将单位元件的输入、输出阻抗变成50的的比例，并计算微带线的长度和宽度（比例，并计算微带线的长度和宽度（P38表表2.1和和P8图图1.4）。）。由由5.57式：式：81.5 80.0 80.0 81.55050129.3 24.0 19.7 24.0 129.3 0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5频率频率,GHz衰减衰减,dB-0.51.512.53.54.50.523450rL=1U.EU.ErG=1U.EU.EZ1=2.5863 Z2=0.4807 Z3=0.3936 Z4=0.4807 Z5=2.5863 O.CO.CO.CO.CZ3O.CZUE3=1.6304 ZUE1=1.5992 ZUE2=1.5992 ZUE4=1.6304 任务任务：设计一个输入输出阻抗为50的最大平滑三阶带阻滤波器，f0=4GHz，带宽50%，vp为光速的60%。在设计带阻滤波器时分别对应于电路的串联或并联方式，在设计带阻滤波器时分别对应于电路的串联或并联方式，中心频率点必须有最大或最小阻抗。而中心频率点必须有最大或最小阻抗。而0/8线段的线段的tan/4=1，若采用若采用0/4，则，则tan/2=才符合阻带设计要求。才符合阻带设计要求。另外将低通原型=1的截止频率变换为带阻的上、下边频其中 是阻带宽度，是中心频率。需要引入带宽系数：步骤步骤 1：查归一化低通参数：查归一化低通参数由表5.2，g1=g3=1，g2=2，g4=1。rL=1rG=1 L1=1L3=1C2=2 步骤步骤 2：用短路开路线替换：用短路开路线替换电感和电容。电感和电容。由5.61式，Z1=Z3=bfg1=0.4142，Y2=bfg2=0.8284。(5.61)步骤步骤 3：插入：插入0/4并完成并完成Kuroda串并变换。串并变换。rL=1rG=1Z3S.CZ1S.CO.CU.EU.EZUE1=1ZUE1=1rL=1rG=1Z3S.CZ1S.CO.CZ2=1.20710.4142Z2=1.2071rL=1rG=1O.CU.EU.EZUE1=1.4142 ZUE1=1.4142O.CO.CZ2=1.2071 Z3=3.4142Z1=3.4142 步骤步骤 4：反归一化。：反归一化。70.5 70.55050170.7 60.4 170.7 2 2.8 3.6 4.4 5.2 6GHz12345dB0 5.4 耦合微带线滤波器耦合微带线滤波器 5.4.1 奇模和偶模的激励奇模和偶模的激励rdwSwI2(z)I1(z)V2(z)V1(z)V1(z+z)I2(z+z)I1(z+z)V2(z+z)C22C12L11L22L12C11z 引入奇模偶模的好处在于容易建立基本方程。对于双线系统：奇模电压奇模电压 奇模电流奇模电流偶模电压偶模电压 偶模电流偶模电流 根据终端总电压和总电流定义若两个导体带尺寸相同，位置对应，则：若两个导体带尺寸相同，位置对应，则：偶模电容：偶模电容：奇模电容：奇模电容：偶模特性阻抗：偶模特性阻抗：奇模特性阻抗：奇模特性阻抗：类似2.30式类似2.28式见P42(2.40)和P47(2.59)由于要考虑边缘场和不同媒质的影响，这些电容不易求解，通常是借助于数值计算方法求出阻抗表。wdS/dwSw/d20 40 60 80 100 120608012040140160180100偶模阻抗偶模阻抗Z0e奇模阻抗奇模阻抗Z0o 5.4.2 带通滤波器单元带通滤波器单元滤波器单元滤波器单元,Z0ZinZin输出阻抗：输出阻抗：由例由例4.6传输线参量和表传输线参量和表4.2变换关系变换关系阻抗参数：阻抗参数：所以所以输入阻抗：输入阻抗：因为因为在0 2区间以电长度为自变量画出输入阻抗实部的函数如图：当微带线长度为当微带线长度为/4或或 =/2时，时，可以得到典型的带通滤波器特性。可以得到典型的带通滤波器特性。另外阻抗的响应具有周期性另外阻抗的响应具有周期性,因此必须限制使用较高的工作频率因此必须限制使用较高的工作频率以避开高频段的寄生通带响应。以避开高频段的寄生通带响应。Z0e=120,Z0o=60其上下边频：其上下边频：由表4.2将 ABCD 参数变换成Z参量，则输入阻抗(镜像阻抗)：5.4.3 级连带通滤波器单元级连带通滤波器单元Z0Z0e,Z0oZ0e,Z0oZ0e,Z0oZ0e,Z0oZ0e,Z0oZ01,2N-1,N0,1N,N+1Z0e,Z0o常规多节滤波器结构常规多节滤波器结构设计步骤：设计步骤：3.根据图根据图5.45 将每个奇模和偶模特性阻抗换算成微带线的实际将每个奇模和偶模特性阻抗换算成微带线的实际 几何尺寸。几何尺寸。则每级奇模和偶模的特性阻抗为：则每级奇模和偶模的特性阻抗为：1.选择标准低通滤波器参数；选择标准低通滤波器参数；2.确定归一化带宽和上下边频；确定归一化带宽和上下边频；单级结构不能提供良好的滤波响应及陡峭的通带单级结构不能提供良好的滤波响应及陡峭的通带-阻带过渡。阻带过渡。再计算下列参数：再计算下列参数：例例5.6 设计一个耦合传输线带通滤波器，要求带内波纹设计一个耦合传输线带通滤波器，要求带内波纹3dB，中心频率，中心频率5GHz,上下边频分别为上下边频分别为5.2GHz和和4.8GHz,在在5.3GHz频率点的衰减大于频率点的衰减大于30dB。求该。求该滤波器的元件数目和奇偶模特性阻抗。滤波器的元件数目和奇偶模特性阻抗。解：解：1.根据阻带衰减要求确定滤波器的阶数，再查找元件参数根据阻带衰减要求确定滤波器的阶数，再查找元件参数4.7 4.8 4.9 5.0 5.1 5.2 5.35100202530频率频率,GHz衰减衰减,dB15根据图5.21，当=1.46时要达到30dB的衰减，则N=5。查找表5.4(a)：g1=g5=3.4817,g2=g4=0.7618,g3=4.5381,g6=1由5.46式，在5.3GHz处：2.计算计算Z0Ji,i+1,求出耦合传输线的奇偶模特性阻抗求出耦合传输线的奇偶模特性阻抗Z0o()0 0.1900 42.3056 61.30371 0.0772 46.4397 54.15572 0.0676 46.8491 53.60773 0.0676 46.8491 53.60774 0.0772 46.4397 54.15575 0.1900 42.3056 61.3037Z0Ji,i+1Z0e()i3.由图由图5.45 将每个奇模和偶模特性阻抗换算成微带线的实际几何尺寸。将每个奇模和偶模特性阻抗换算成微带线的实际几何尺寸。完成初步理论设计后，通常是利用计算机模拟来进行实际电路布线和实验。完成初步理论设计后，通常是利用计算机模拟来进行实际电路布线和实验。习习 题题 五五5.4 设计蜂窝移动电话系统放大器时发现电路在设计蜂窝移动电话系统放大器时发现电路在 3GHz处存在处存在 干扰噪声干扰噪声,请设计一个带阻滤波器请设计一个带阻滤波器,其中心频率其中心频率 fc=3GHz,带宽为带宽为 fc 的的10%,阻带衰减大于阻带衰减大于30dB.5.2 导出导出5.1.4小节中标准串联、并联谐振电路的内部、外部和小节中标准串联、并联谐振电路的内部、外部和 有载品质因数的表达式有载品质因数的表达式.5.1 积分电路如图积分电路如图,求求:V2VG50V1402pF50(2)衰减量和相位与频率的关系衰减量和相位与频率的关系()及及()(3)群时延群时延 tg(1)传输函数传输函数H()=V2/VG5.3 为了抑制数字通信系统的噪声需要一个射频带通滤波器为了抑制数字通信系统的噪声需要一个射频带通滤波器,通带为通带为1.9GHz至至2GHz,在在1.8GHz和和2.1GHz频率点的衰减频率点的衰减 大于大于30dB,带内纹波为带内纹波为0.5dB,请用最少元件进行设计请用最少元件进行设计.第第8章章 匹配网络和偏置网络匹配网络和偏置网络 8.1 分立元件的匹配网络分立元件的匹配网络 8.1.1 双元件的匹配网络双元件的匹配网络 匹配网络就是阻抗匹配，以减小噪声干扰、提高功率容量和频率响应的线性度。设计方法：设计方法：1.采用解析法求出元件值，采用解析法求出元件值，2.利用圆图设计。利用圆图设计。ZLZSCLZLZSCLZLZSLCZLZSC1C2ZLZSZLZSLCC2C1ZLZSL2L1ZLZSL1L2设计目标：设计目标：1.满足系统要求，满足系统要求，2.成本最低且可靠性最高。成本最低且可靠性最高。前者结果精确，便于访真；后者简单直观，容易验证。前者结果精确，便于访真；后者简单直观，容易验证。例例8.1 已知晶体管在2GHz的输出阻抗ZT=(150+j75)，设计如图L形匹配网络，使输入阻抗ZA=(75+j15)的天线得到最大功率。发射机发射机CLZAZMZT解：解：根据最大功率传输条件(共轭匹配)得：解析法计算量相当大，图解法的复杂程度几乎与元件数目解析法计算量相当大，图解法的复杂程度几乎与元件数目无关，而且能体会到每个元件对实现特定匹配状态的贡献，任无关，而且能体会到每个元件对实现特定匹配状态的贡献，任何错误都能立即在圆图上反映出来，并直接进行调整。何错误都能立即在圆图上反映出来，并直接进行调整。1.电抗元件与复数阻抗电抗元件与复数阻抗串联将导致圆图上的相应阻串联将导致圆图上的相应阻抗点沿等电阻圆移动。抗点沿等电阻圆移动。2.并联将导致圆图上的并联将导致圆图上的相应导纳点沿等电导圆移动相应导纳点沿等电导圆移动.移动方向：移动方向：如果连接的是电容，则如果连接的是电容，则参量点向下半圆移动。参量点向下半圆移动。如果连接的是电感，则如果连接的是电感，则参量点向上半圆移动。参量点向上半圆移动。掌握了单个元件对负载的响应掌握了单个元件对负载的响应,就可设计出能够将任意负载变换为任意就可设计出能够将任意负载变换为任意指定的输入阻抗的双元件匹配网络。一般在阻抗指定的输入阻抗的双元件匹配网络。一般在阻抗-导纳复合圆上设计导纳复合圆上设计L形网络形网络或其他任何无源网络都需要将有关参量点沿等电阻圆或电导圆移动。或其他任何无源网络都需要将有关参量点沿等电阻圆或电导圆移动。zT=2+j1zTC=1j1.22zM=zA=1j0.2*例例8.2 采用图解法设计L形匹配网络。设设 Z0=75，则，则 zT=ZT/Z0=2+j1，zA=ZA/Z0=1+j0.21.求归一化源阻抗和负载阻抗。求归一化源阻抗和负载阻抗。2.在圆图中过源阻抗的相应点在圆图中过源阻抗的相应点 画出等电阻圆和等电导圆。画出等电阻圆和等电导圆。3.在圆图中过负载阻抗的共轭在圆图中过负载阻抗的共轭 复数点画出等电阻圆和等电复数点画出等电阻圆和等电 导圆。导圆。4.找出找出2、3步所画圆的交点，步所画圆的交点，交点的个数就是可能存在交点的个数就是可能存在 匹配网络的数目。匹配网络的数目。yA=1 j0.2rTC=rA=1gT=gTC=0.4yT=0.4 j0.2yTC=0.4+j0.49zTC=1j1.22-j0.22j1-j0.2 5.先沿着相应的圆将源阻抗点移动到交点，再沿相应的圆移动先沿着相应的圆将源阻抗点移动到交点，再沿相应的圆移动 到负载的共轭点，根据这两次移动的过程就可求出电感和电到负载的共轭点，根据这两次移动的过程就可求出电感和电 容的归一化值。容的归一化值。6.根据给定的工作频率确定电感和电容的值。根据给定的工作频率确定电感和电容的值。jxL=zMzTC=j1.02L=(xLZ0)/=6.09nHjbC=yTCyT=j0.69C=bC/(Z0)=0.73pF例例8.3 已知源阻抗ZS=(50+j25)，负载阻抗ZL=(25j50)，特性阻抗Z0=50，工作频率 f=2GHz。求出所有可能的电路结构。zL=ZL/Z0=0.5j1 或 yL=0.4+j0.8解：解：zS=ZS/Z0=1+j0.5 或 yS=0.8j0.4 先画出归一化源阻抗点的等电阻圆和等电导圆(虚线)，再画出归一化负载阻抗共轭点的等电阻圆和等电导圆(实线)。BDCAzSzL*zS=1+j0.5 yS=0.8j0.4 yL=0.4j0.8*zL=0.5+j1*路径：路径：zD=1+j1.2 或 yD=0.4j0.5 zC=1j1.2 或 yC=0.4+j0.5 zB=0.5j0.6 或 yB=0.8+j1交点：交点：zA=0.5+j0.6 或 yA=0.8j1jx1=zLzA=j1j0.6=j0.4串联电感串联电感L2=1.59nHx1Z0jb2=yAyS=j1+j0.4=j0.6并联电感并联电感L2=6.63nHb2Z0zS zA zL*zS zD zL*ZLZS6.63nH2.79nHZLZS2.23pF1.59nHzS zA zL*ZLZS13.26nH0.94pFzS zB zL*ZLZS6.37nH3.06nHzS zC zL*8.1.2 匹配禁区、频率响应及品质因素匹配禁区、频率响应及品质因素 图图8.1中的网络并不都能在任意中的网络并不都能在任意ZL和和ZS之间实现预期的匹配。之间实现预期的匹配。如源阻抗如源阻抗ZS=Z0=50而使用图而使用图(a)电路时，则与源并联的电容将使圆图上的对应点沿电路时，则与源并联的电容将使圆图上的对应点沿等电导圆顺时针方向移动会远离经过原点的等电阻圆。因此采用这种匹配等电导圆顺时针方向移动会远离经过原点的等电阻圆。因此采用这种匹配网络不能将落在阴影区内的负载阻抗与网络不能将落在阴影区内的负载阻抗与50的源阻抗相匹配。的源阻抗相匹配。ZLZSZLZSZLZSZLZS(b)(c)(d)(a)必须牢记必须牢记,图中的禁区仅仅是针对图中的禁区仅仅是针对ZS=Z0=50的源阻抗而言的源阻抗而言,对于其他对于其他量值的源阻抗量值的源阻抗,禁区的形状是完成不同的。禁区的形状是完成不同的。即无法与阴影区的即无法与阴影区的Z ZL L共扼匹配共扼匹配 对于任意给定的负载阻抗和源阻抗，至少存在两种可能的对于任意给定的负载阻抗和源阻抗，至少存在两种可能的L形网络结构形网络结构可以实现预定的目标。可以实现预定的目标。选择的标准除容易得到元件值外，还包括直流偏置、选择的标准除容易得到元件值外，还包括直流偏置、稳定性和频率响应。稳定性和频率响应。由于任何由于任何L形匹配网络都包含串联和并联的电容或电感，故其频率响应形匹配网络都包含串联和并联的电容或电感，故其频率响应可归类于低通、高通或带通滤波器。可归类于低通、高通或带通滤波器。zS=1zA=1+j1.23zB=1-j1.23zL=1.6-j1.2yA=0.4-j0.5 考察考察 f0=1GHz的匹配网络，它可以把的匹配网络，它可以把RL=80与与CL=2.65pF串联的负载串联的负载变换成变换成50的输入阻抗。的输入阻抗。0.6pF9.75nHRSRLCLVoutVS2.6pF10nHRSRLCLVoutVSzA=1+j1.23zB=1-j1.23zS=zS=1zL=1.6-j1.2yL=0.4+j0.3*图8.8(c)图8.8(b)为了求得匹配网络的带宽，可将匹配网络传递函数在 f0附近的钟形频率响应与带通滤波器的频率响应相比较。这两个网络以输入反射系数 和传输函数 表示的频率响应如右图所示。可见两种匹配网络只能在 f0=1GHz的频率点上实现良好匹配，若偏离 f0 则急剧恶化。上述匹配网络也可视为 f0的谐振电路，其有载品质因数：1.55pFRSTRLPLLNVbVT125.1CT125.116.2nH 当工作频率靠近 f0时，图8.8(c)所示的匹配网络可改画成带通滤波器 。(电源负载串并变换)结果与图8.8(c)电路十分吻合 等效带通分析法能够了解匹配网络在 f0 附近的频率响应,并能够对电路的带宽做出准确的估计，但分析过于复杂。因此希望找到简单的方法来估计匹配网络的品质因数-节点品质因数节点品质因数。(8.9)对于匹配网络的每一个节点，其阻抗都可用等效串联阻抗对于匹配网络的每一个节点，其阻抗都可用等效串联阻抗ZS=RS+jXS或导纳或导纳YP=GP+jBP表达。故在每个节点处表达。故在每个节点处节点品质因数：节点品质因数：这个结论对任何这个结论对任何L匹配网络都成立。对于更复杂的匹配网络，有载品质因数匹配网络都成立。对于更复杂的匹配网络，有载品质因数都可简化为节点品质因数的最大值来估计。都可简化为节点品质因数的最大值来估计。在在Smith圆图中画出等圆图中画出等Qn线，读出后除以线，读出后除以2就可得到就可得到L网络的有载品质因数。网络的有载品质因数。由3.5式,归一化：ir故节点品质因数：根据Qn定义和圆图阻抗变换关系,图8.8(c)匹配网络的最大Qn出现在B点，Qnmax=1.23/1=1.23，由8.9式：QL=Qnmax/2即：得圆方程：例例8.4 设计在1GHz频率上使负载阻抗ZL=(25+j20)和50源阻抗相匹配的窄带网络，并用圆图求QL和BW。实际带宽：图8.12(c)的BW=2.6GHz 而图8.12(b)没有下边频，按中心频率对称计算，BW=1.9GHz L形匹配网络无法控制品质因数，形匹配网络无法控制品质因数，若要增加若要增加Q的调整范围，必须采用三的调整范围，必须采用三元件网络。元件网络。zA=0.5+j0.5 zB=0.5-j0.5 Qn=1 zL=0.5+j0.4 zS=1 Qn=1 图8.12(c)图8.12(b)8.1.3 T形匹配网络和形匹配网络和形匹配网络形匹配网络 增加一个节点后，通过适当选择该节点的阻抗来控制增加一个节点后，通过适当选择该节点的阻抗来控制QL值。值。例例8.5 将ZL=(60-j30)负载阻抗变换成Zin=(10+j20)的输入阻抗,且Qnmax=3，f=1GHz，求T形匹配网络的元件值。设传输线阻抗 Z0=50，Z2Z3ZLZBZ1ZinZA Qn=3 Qn=3 zA=1.2-j1 zin=0.2+j0.4 zB=0.2-j0.6 zL=1.2-j0.6 Z1与ZL串联，A点必在rL=1.2的等圆上。Z2与ZA并联，再与Z3串联，B点必落在gA=0.5和 rin=0.2的等圆上，且与Qn=3 相交。解：解：T形结构：形结构：8.72pF7.85nHZin3.53pFZL以增加一个电路元件为代价，扩大了调整匹配网络品质因数以增加一个电路元件为代价，扩大了调整匹配网络品质因数(带宽带宽)的自由度的自由度.8.2 微带线匹配网络微带线匹配网络 8.2.1 从分立元件到微带线从分立元件到微带线ZLTL2ZinC2TL3TL1C1 在G 频段常常采用分立元件和分布参数元件混合使用的方法。这种匹配网络通常包括几段串联的传输线以及间隔配置的并联电容组成.由于电感比电容有更高的电阻损耗，所以尽量避免使用。随着工作频率的提高及相应波长的减小，分立元件的寄生参数效应就变得更加明显，从而使元件值的求解变得相当复杂.因此当波长明显小于电路元件长度时则应使用分布参数元件。例例8.7 设计一个匹配网络将ZL=(30+j10)的负载阻