现代通信原理与技术(张辉)第11章.ppt

11.1 概述概述11.2 载波同步载波同步11.3 位同步位同步11.4 群同步群同步第第 11 章同步原理章同步原理返回主目录 第第 1 1 章章 同步原理同步原理11.1概述概述所谓同步是指收发双方在时间上步调一致，故又称定时。在数字通信中，按照同步的功用分为：载波同步、位同步、群同步和网同步。(1)载波同步。载波同步是指在相干解调时，接收端需要提供一个与接收信号中的调制载波同频同相的相干载波。这个载波的获取称为载波提取或载波同步。在第4章的模拟调制以及第7章的数字调制学习过程中，我们了解到要想实现相干解调，必须有相干载波。因此，载波同步是实现相干解调的先决条件。(2)位同步。位同步又称码元同步。在数字通信系统中，任何消息都是通过一连串码元序列传送的，所以接收时需要知道每个码元的起止时刻，以便在恰当的时刻进行取样判决。例如图8-9和8-11所示的两种最佳接收机结构中，需要对积分器或匹配滤波器的输出进行抽样判决，判决时刻应对准每个接收码元的终止时刻。这就要求接收端必须提供一个位定时脉冲序列，该序列的重复频率与码元速率相同，相位与最佳取样判决时刻一致。我们把提取这种定时脉冲序列的过程称为位同步。(3)群同步。群同步包含字同步、句同步、分路同步，它有时也称帧同步。在数字通信中，信息流是用若干码元组成一个“字”，又用若干个“字”组成“句”。在接收这些数字信息时，必须知道这些“字”、“句”的起止时刻，否则接收端无法正确恢复信息。对于数字时分多路通信系统，如PCM30/32电话系统，各路信码都安排在指定的时隙内传送，形成一定的帧结构。为了使接收端能正确分离各路信号，在发送端必须提供每帧的起止标记，在接收端检测并获取这一标志的过程，称为帧同步。因此，在接收端产生与“字”、“句”及“帧”起止时刻相一致的定时脉冲序列的过程统称为群同步。(4)网同步。在获得了以上讨论的载波同步、位同步、群同步之后，两点间的数字通信就可以有序、准确、可靠地进行了。然而，随着数字通信的发展，尤其是计算机通信的发展，多个用户之间的通信和数据交换，构成了数字通信网。显然，为了保证通信网内各用户之间可靠地通信和数据交换，全网必须有一个统一的时间标准时钟，这就是网同步的问题。同步也是一种信息，按照获取和传输同步信息方式的不同，又可分为外同步法和自同步法。(1)外同步法。由发送端发送专门的同步信息（常被称为导频），接收端把这个导频提取出来作为同步信号的方法，称为外同步法。(2)自同步法。发送端不发送专门的同步信息，接收端设法从收到的信号中提取同步信息的方法，称为自同步法。自同步法是人们最希望的同步方法，因为可以把全部功率和带宽分配给信号传输。在载波同步和位同步中，两种方法都有采用，但自同步法正得到越来越广泛的应用。而群同步一般都采用外同步法。同步本身虽然不包含所要传送的信息，但只有收发设备之间建立了同步后才能开始传送信息，所以同步是进行信息传输的必要和前提。同步性能的好坏又将直接影响着通信系统的性能。如果出现同步误差或失去同步就会导致通信系统性能下降或通信中断。因此，同步系统应具有比信息传输系统更高的可靠性和更好的质量指标，如同步误差小、相位抖动小以及同步建立时间短，保持时间长等。11.2 载载-波波-同同-步步11.2.1直接法直接法直接法也称自同步法。这种方法是设法从接收信号中提取同步载波。有些信号，如DSB-SC、PSK等，它们虽然本身不直接含有载波分量，但经过某种非线性变换后，将具有载波的谐波分量，因而可从中提取出载波分量来。下面介绍几种常用的方法。1.平方变换法和平方环法平方变换法和平方环法此方法广泛用于建立抑制载波的双边带信号的载波同步。设调制信号m(t)无直流分量，则抑制载波的双边带信号为sm(t)=m(t)cosct(11.2-1)接收端将该信号经过非线性变换平方律器件后得到e(t)=m(t)cosct2=m2(t)+m2(t)cos2ct上式的第二项包含有载波的倍频2c的分量。若用一窄带滤波器将2c频率分量滤出，再进行二分频，就可获得所需的相干载波。基于这种构思的平方变换法提取载波的方框图如图11-1所示。若m(t)=1，则抑制载波的双边带信号就成为二相移相信号（2PSK），这时e(t)=m(t)cosct=cos2ct图111平方变换法提取载波因而，同样可以通过图11-1所示的方法提取载波。在实际中，伴随信号一起进入接收机的还有加性高斯白噪声，为了改善平方变换法的性能，使恢复的相干载波更为纯净，图11-1中的窄带滤波器常用锁相环代替，构成如图11-2所示的方框图，称为平方环法提取载波。由于锁相环具有良好的跟踪、窄带滤波和记忆功能，平方环法比一般的平方变换法具有更好的性能。因此，平方环法提取载波得到了较广泛的应用。我们以2PSK信号为例，来分析采用平方环的情况。2PSK信号平方后得到e(t)=图11-2平方环法提取载波当g(t)为矩形脉冲时，有e(t)=cos2ct(11.2-5)假设环路锁定，VCO的频率锁定在2c频率上，其输出信号为v0(t)=Asin(2ct+2)(11.2-6)这里，为相位差。经鉴相器（由相乘器和低通滤波器组成）后输出的误差电压为vd=Kdsin2(11.2-7)式中，Kd为鉴相灵敏度，是一个常数。vd仅与相位差有关，它通过环路滤波器去控制压控振荡器的相位和频率，环路锁定之后，是一个很小的量。因此，VCO的输出经过二分频后，就是所需的相干载波。应当注意，载波提取的方框图中用了一个二分频电路，由于分频起点的不确定性，使其输出的载波相对于接收信号相位有180的相位模糊。相位模糊对模拟通信关系不大，因为人耳听不出相位的变化。但对数字通信的影响就不同了，它有可能使2PSK相干解调后出现“反向工作”的问题，克服相位模糊度对相干解调影响的最常用而又有效的方法是对调制器输入的信息序列进行差分编码，即采用相对移相（2DPSK），并且在解调后进行差分译码恢复信息。2.同相正交环法同相正交环法同相正交环法又叫科斯塔斯（Costas）环，它的原理框图如图11-3所示。在此环路中，压控振荡器（VCO）提供两路互为正交的载波，与输入接收信号分别在同相和正交两个鉴相器中进行鉴相，经低通滤波之后的输出均含调制信号，两者相乘后可以消除调制信号的影响，经环路滤波器得到仅与相位差有关的控制压控，从而准确地对压控振荡器进行调整。设输入的抑制载波双边带信号为m(t)cosct，并假定环路锁定，且不考虑噪声的影响，则VCO输出的两路互为正交的本地载波分别为v1=cos(ct+)(11.2-8)v2=sin(ct+)式中，为VCO输出信号与输入已调信号载波之间的相位误差。图11-3Costas环法提取载波信号m(t)cosct分别与v1、v2相乘后得v3=m(t)cosctcos(ct+)=m(t)cos+cos(2ct+)v4=m(t)cosctsin(ct+)=m(t)sin+sin(2ct+)经低通滤波后分别为v5=m(t)cosv6=m(t)sin低通滤波器应该允许m(t)通过。v5、v6相乘产生误差信号vd=m2(t)sin2当m(t)为矩形脉冲的双极性数字基带信号时，m2(t)=1。即使m(t)不为矩形脉冲序列，式中的m2(t)可以分解为直流和交流分量。由于锁相环作为载波提取环时，其环路滤波器的带宽设计的很窄，只有m(t)中的直流分量可以通过，因此vd可写成vd=Kdsin2(11.2-15)如果我们把图11-3中除环路滤波器（LF）和压控振荡器（VCO）以外的部分看成一个等效鉴相器（PD），其输出vd正是我们所需要的误差电压。它通过环路滤波器滤波后去控制VCO的相位和频率，最终使稳态相位误差减小到很小的数值，而没有剩余频差（即频率与c同频）。此时VCO的输出v1=cos(ct+)就是所需的同步载波，而v5=m(t)cosm(t)就是解调输出。比较式（11.2-7）与式（11.2-15）可知，Costas环与平方环具有相同的鉴相特性（vd-曲线），如图11-4所示。由图可知，=n（n为任意整数）为PLL的稳定平衡点。PLL工作时可能锁定在任何一个稳定平衡点上，考虑到在周期内取值可能为0或，这意味着恢复出的载波可能与理想载波同相，也可能反相。图11-4平方缓和Costas环得鉴相特性这种相位关系的不确定性，称为0，的相位模糊度。这是用PLL从抑制载波的双边带信号（2PSK或DSB）中提取载波时不可避免的共同问题。不但在上述两种环路中存在，在其他类型的载波恢复环路，如逆调制环、判决反馈环、松尾环等性能更好的环路中，也同样存在；不但在2PSK时存在，在多相移相信号（MPSK）也同样存在相位模糊度问题。Costas环与平方环都是利用锁相环（PLL）提取载波的常用方法。Costas环与平方环相比，虽然在电路上要复杂一些，但它的工作频率即为载波频率，而平方环的工作频率是载波频率的两倍，显然当载波频率很高时，工作频率较低的Costas环易于实现；其次，当环路正常锁定后，Costas环可直接获得解调输出，而平方环则没有这种功能。3.多相移相信号（多相移相信号（MPSK）的载波提取的载波提取当数字信息通过载波的M相调制发送时，可将上述方法推广，以获取同步载波。一种基于平方变换法或平方环法的推广，是M次方变换法或M方环法，如图11-5所示。例如从4PSK信号中提取同步载波的四次方环，其鉴相器输出的误差电压为vd=Kdsin4(11.2-16)因此，=n（n为任意整数）为四次方环的稳定平衡点，即有0、/2、3/2的稳定工作点。这种现象称为四重相位模糊度，或称90的相位模糊。同理，M次方环具有M重相位模糊度，即所提取的载波具有360/M的相位模糊。解决的方法是采用MDPSK。图115M方环提取载波另一种方法基于Costas环的推广，图11-6示出了从4PSK信号中提取载波的Costas环。可以求得它的等效鉴相特性与式（11.2-16）一样。提取的载波也具有90的相位模糊。这种方法实现起来比较复杂，在实际中一般不采用。图116四相Costas环法的载波提取11.2.2插入导频法插入导频法抑制载波的双边带信号（如DSB、等概的2PSK）本身不含有载波，残留边带（VSB）信号虽含有载波分量，但很难从已调信号的频谱中把它分离出来。对这些信号的载波提取，可以用插入导频法（外同步法）。尤其是单边带（SSB）信号，它既没有载波分量又不能用直接法提取载波，只能用插入导频法。因此有必要对插入导频法作一些介绍。1.在抑制载波的双边带信号中插入导频在抑制载波的双边带信号中插入导频所谓插入导频，就是在已调信号频谱中额外插入一个低功率的线谱，以便接收端作为载波同步信号加以恢复，此线谱对应的正弦波称为导频信号。采用插入导频法应注意：类部分响应，在调制以前先对基带信号进行相关编码。相关编码的作用是把如图11-7（a）所示的基带信号频谱函数变换成如图11-7(b)所示的频谱函数，这样经过双边带调制以后可以得到如图11-8所示的频谱函数。由图可见，在fc附近的频谱函数很小，且没有离散谱，这样可以在fc处插入频率为fc的导频（这里仅画出正频域）。但应注意，在图11-8中插入的导频并不是加于调制器的那个载波，而是将该载波移相90后的所谓“正交载波”。图117相关编码进行频谱变换图118抑制载波双边带信号的导频插入这样，就可组成插入导频的发端方框图11-9。设调制信号m(t)中无直流分量，被调载波为asinct，将它经90移相形成插入导频（正交载波）-acosct，其中a是插入导频的振幅。于是输出信号为uo(t)=am(t)sinct-acosct(11.2-17)设收到的信号就是发端输出uo(t)，则收端用一个中心频率为fc的窄带滤波器提取导频-acosct，再将它经90移相后得到与调制载波同频同相的相干载波sinct，收端的解调方框图如图11-10所示。图119插入导频法发端框图图1110插入导频法收端框图前面提示，发端是以正交载波作为导频，其原因解释如下。由图11-10可知，解调输出为v(t)=uo(t)sinct=am(t)sin2ct-acosctsinct=m(t)cos2ct-sin2ct(11.2-18)经过低通滤除高频部分后，就可恢复调制信号m(t)。如果发端加入的导频不是正交载波，而是调制载波，则收端v(t)中还有一个不需要的直流成分，这个直流成分通过低通滤波器对数字信号产生影响，这就是发端正交插入导频的原因。2PSK和DSB信号都属于抑制载波的双边带信号，所以上述插入导频方法对两者均适用。对于SSB信号，导频插入的原理也与上述相同。2.时域插入导频时域插入导频这种方法在时分多址通信卫星中应用较多。前面介绍的插入导频都属于频域插入，它们的特点是插入的导频在时间上是连续的，即信道中自始至终都有导频信号传送。时域插入导频方法是按照一定的时间顺序，在指定的时间内发送载波标准，即把载波标准插到每帧的数字序列中，如图11-11（a）所示。图中,t2t3就是插入导频的时间，它一般插入在群同步脉冲之后。这种插入的结果只是在每帧的一小段时间内才出现载波标准，在接收端应用控制信号将载波标准取出。从理论上讲可以用窄带滤波器直接取出这个载波，但实际上是困难的，这是因为导频在时间上是断续传送的，并且只在很小一部分时间存在，用窄带滤波器取出这个间断的载波是不能应用的。所以，时域插入导频法常用锁相环来提取同步载波，方框图如图11-11（b）所示。图1111时域插入导频法11.2.3载载波波同同步步系系统统的的性性能能及及相相位位误误差差对对解解调调性性能能的影响的影响1.载波同步系统的性能载波同步系统的性能载波同步系统的性能指标主要有效率、精度、同步建立时间和同步保持时间。载波同步追求的是高效率、高精度、同步建立时间快，保持时间长。高高效效率率 指为了获得载波信号而尽量少消耗发送功率。在这方面，直接法由于不需要专门发送导频，因而效率高，而插入导频法由于插入导频要消耗一部分发送功率，因而效率要低一些。高高精精度度 指接收端提取的载波与需要的载波标准比较，应该有尽量小的相位误差。如需要的同步载波为cosct，提取的同步载波为cos(ct+)，就是载波相位误差，应尽量小。通常分为稳态相差e和随机相差两部分，即=e+(11.2-19)稳态相差与提取的电路密切相关，而随机相差则是由噪声引起。同同步步建建立立时时间间ts指从开机或失步到同步所需要的时间。显然ts越小越好。同步保持时间tc指同步建立后，若同步信号小时，系统还能维持同步的时间。tc越大越好。这些指标与提取的电路、信号及噪声的情况有关。当采用性能优越的锁相环提取载波时这些指标主要取决于锁相环的性能。如稳态相差就是锁相环的剩余相差，即e=，其中为压控振荡角频率与输入载波角频率之差，KV是环路直流总增益；随机相差实际是由噪声引起的输出相位抖动，它与环路等效噪声带宽BL及输入噪声功率谱密度等有关，BL的大小反映了环路对输入噪声的滤除能力，BL越小，越小；又如同步建立时间ts具体表现为锁相环的捕捉时间，而同步保持时间tc具体表现为锁相环的同步保持时间。有关这方面的详细讨论，请参阅锁相环教材。2.载波相位误差对解调性能的影响载波相位误差对解调性能的影响对解调性能的影响主要体现为所提取的载波与接收信号中的载波的相位误差。相位误差对不同信号的解调所带来的影响是不同的。我们首先研究DSB和PSK的解调情况。DSB和2PSK信号都属于双边带信号，具有相似的表示形式。设 DSB信 号 为 m(t)cosct，所 提 取 的 相 干 载 波 为cos(ct+)，这时解调输出m(t)为m(t)=m(t)cos(11.2-20)若没有相位差，即=0，cos=1，则解调输出m(t)=m(t)，这时信号有最大幅度；若存在相位差，即0时，cos1，解调后信号幅度下降，使功率和信噪功率比下降cos2倍。对于2PSK信号，信噪功率比下降将使误码率增加。若=0时Pe=erfc则0时Pe=erfc以上说明，载波相位误差引起双边带解调系统的信噪比下降，误码率增加。当近似为常数时，不会引起波形失真。然而，对单边带和残留边带解调而言，相位误差不仅引起信噪比下降，而且还引起输出波形失真。下面以单边带信号为例，说明这种失真是如何产生的。设单 音 基 带 信 号 m(t)=cost，且 单 边 带 信 号 取 上 边 带cos(c+)t,所提取的相干载波为cos(ct+)，相干载波与已调信号相乘得cos(c+)tcos(ct+)=cos(2ct+t+)+cos(t-)经低通滤除高频即得解调输出m(t)=cos(t-)=costcos+sintsin式（11.3-5）中的第一项与原基带信号相比，由于cos的存在，使信噪比下降了；第二项是与原基带信号正交的项，它使恢复的基带信号波形失真，推广到多频信号时也将引起波形的失真。若用来传输数字信号，波形失真会产生码间串扰，使误码率大大增加，因此应尽可能使减小。11.3 位同步位同步位同步是指在接收端的基带信号中提取码元定时的过程。它与载波同步有一定的相似和区别。载波同步是相干解调的基础，不论模拟通信还是数字通信只要是采用相干解调都需要载波同步，并且在基带传输时没有载波同步问题；所提取的载波同步信息是载频为fc的正弦波，要求它与接收信号的载波同频同相。实现方法有插入导频法和直接法。位同步是正确取样判决的基础，只有数字通信才需要，并且不论基带传输还是频带传输都需要位同步；所提取的位同步信息是频率等于码速率的定时脉冲，相位则根据判决时信号波形决定，可能在码元中间，也可能在码元终止时刻或其他时刻。实现方法也有插入导频法和直接法。11.3.1插入导频法插入导频法这种方法与载波同步时的插入导频法类似，也是在基带信号频谱的零点处插入所需的位定时导频信号，如图11-12所示。其中，图(a)为常见的双极性不归零基带信号的功率谱，插入导频的位置是；图(b)表示经某种相关变换的基带信号，其谱的第一个零点为，插入导频应在处。在接收端，对图11-12（a）的情况，经中心频率为1/T的窄带滤波器，就可从解调后的基带信号中提取出位同步所需的信号，这时，位同步脉冲的周期与插入导频的周期一致；对图11-12（b）的情况,窄带滤波器的中心频率应为，所提取的导频需经倍频后，才得所需的位同步脉冲。图1112插入导频法频谱图图11-13画出了插入位定时导频的系统框图，它对应于图11-12（b）所示谱的情况。发端插入的导频为，接收端在解调后设置了窄带滤波器，其作用是取出位定时导频。移相、倒相和相加电路是为了从信号中消去插入导频，使进入取样判决器的基带信号没有插入导频。这样做是为了避免插入导频对取样判决的影响。与插入载波导频法相比，它们消除插入导频影响的方法各不相同，载波同步中采用正交插入，而位同步中采用反向相消的办法。这是因为载波同步在接收端进行相干解调时，相干解调器有很好的抑制正交载波的能力，它不需另加电路就能抑制正交载波，因此载波同步采用正交插入。而位定时导频是在基带加入，它没有相干解调器，故不能采用正交插入。为了消除导频对基带信号取样判决的影响，位同步采用了反相相消。图11-13插入位定时导频系统框图(a)发送端；(b)接收端此外，由于窄带滤波器取出的导频为，图中微分全波整流起到了倍频的作用，产生与码元速率相同的位定时信号1/T。图中两个移相器都是用来消除窄带滤波器等引起的相移，这两个移相器可以合用。另一种导频插入的方法是包络调制法。这种方法是用位同步信号的某种波形对移相键控或移频键控这样的恒包络数字已调信号进行附加的幅度调制，使其包络随着位同步信号波形变化。在接收端只要进行包络检波，就可以形成位同步信号。设移相键控的表达式为s1(t)=cosct+(t)利用含有位同步信号的某种波形对s1(t)进行幅度调制，若这种波形为升余弦波形，则其表示式为m(t)=(1+cost)式中的=2/T，T为码元宽度。幅度调制后的信号为s2(t)=(1+cost)cosct+(t)接收端对s2(t)进行包络检波，包络检波器的输出为(1+cost)，除去直流分量后，就可获得位同步信号cost。除了以上两种在频域内插入位同步导频之外，还可以在时域内插入，其原理与载波时域插入方法类似，参见图11-11(a)。11.3.2直接法直接法这一类方法是发端不专门发送导频信号，而直接从接收的数字信号中提取位同步信号。这种方法在数字通信中得到了最广泛的应用。直接提取位同步的方法又分滤波法和特殊锁相环法。1.滤波法滤波法1)波形变换-滤波法不归零的随机二进制序列，不论是单极性还是双极性的，当P(0)=P(1)=1/2时，都没有f=1/T，2/T等线谱，因而不能直接滤出f=1/T的位同步信号分量。但是，若对该信号进行某种变换，例如，变成归零的单极性脉冲，其谱中含有f=1/T的分量，然后用窄带滤波器取出该分量，再经移相调整后就可形成位定时脉冲。这种方法的原理框图如图11-14所示。它的特点是先形成含有位同步信息的信号，再用滤波器将其取出。图中的波形变换电路可以用微分、整流来实现。2)包络检波-滤波法这是一种从频带受限的中频PSK信号中提取位同步信息的方法，其波形图如图11-15所示。当接收端带通滤波器的带宽小于信号带宽时，使频带受限的2PSK信号在相邻码元相位反转点处形成幅度的“陷落”。经包络检波后得到图11-15(b)所示的波形，它可看成是一直流与图11-15(c)所示的波形相减，而图(c)波形是具有一定脉冲形状的归零脉冲序列，含有位同步的线谱分量，可用窄带滤波器取出。图11-14滤波法原理图图1115从2PSK信号中提取位同步信息2)包络检波-滤波法这是一种从频带受限的中频PSK信号中提取位同步信息的方法，其波形图如图11-15所示。当接收端带通滤波器的带宽小于信号带宽时，使频带受限的2PSK信号在相邻码元相位反转点处形成幅度的“陷落”。经包络检波后得到图11-15(b)所示的波形，它可看成是一直流与图11-15(c)所示的波形相减，而图(c)波形是具有一定脉冲形状的归零脉冲序列，含有位同步的线谱分量，可用窄带滤波器取出。2.锁相法锁相法位同步锁相法的基本原理与载波同步的类似，在接收端利用鉴相器比较接收码元和本地产生的位同步信号的相位，若两者相位不一致（超前或滞后），鉴相器就产生误差信号去调整位同步信号的相位，直至获得准确的位同步信号为止。前面介绍的滤波法中的窄带滤波器可以是简单的单调谐回路或晶体滤波器，也可以是锁相环路。我们把采用锁相环来提取位同步信号的方法称为锁相法。通常分两类：一类是环路中误差信号去连续地调整位同步信号的相位，这一类属于模拟锁相法；另有一类锁相环位同步法是采用高稳定度的振荡器（信号钟），从鉴相器所获得的与同步误差成比例的误差信号不是直接用于调整振荡器，而是通过一个控制器在信号钟输出的脉冲序列中附加或扣除一个或几个脉冲，这样同样可以调整加到减相器上的位同步脉冲序列的相位，达到同步的目的。这种电路可以完全用数字电路构成全数字锁相环路。由于这种环路对位同步信号相位的调整不是连续的，而是存在一个最小的调整单位，也就是说对位同步信号相位进行量化调整，故这种位同步环又称为量化同步器。这种构成量化同步器的全数字环是数字锁相环的一种典型应用。用于位同步的全数字锁相环的原理框图如图11-16所示，它由信号钟、控制器、分频器、相位比较器等组成。其中：信号钟包括一个高稳定度的振荡器（晶体）和整形电路。若接收码元的速率为F=1/T，那么振荡器频率设定在nF，经整形电路之后，输出周期性脉冲序列，其周期T0=1/(nF)=T/n。控控制制器器-包括图中的扣除门（常开）、附加门（常闭）和“或门”，它根据比相器输出的控制脉冲（“超前脉冲”或“滞后脉冲”）对信号钟输出的序列实施扣除（或添加）脉冲。分频频器器-是一个计数器，每当控制器输出n个脉冲时，它就输出一个脉冲。图1116数字锁相原理框图控制器与分频器的共同作用的结果就调整了加至比相器的位同步信号的相位。这种相位前、后移的调整量取决于信号钟的周期，每次的时间阶跃量为T0，相应的相位最小调整量为 =2T0/T=2/n。相相位位比比较较器器将接收脉冲序列与位同步信号进行相位比较，以判别位同步信号究竟是超前还是滞后，若超前就输出超前脉冲，若滞后就输出滞后脉冲。位同步数字环的工作过程简述如下：由高稳定晶体振荡器产生的信号，经整形后得到周期为T0和相位差T0/2的两个脉冲序列，如图11-17(a)、(b)所示。脉冲序列(a)通过常开门、或门并经n次分频后，输出本地位同步信号，如图11-17(c)。图1117位同步脉冲的相位调整为了与发端时钟同步，分频器输出与接收到的码元序列同时加到相位比较器进行比相。如果两者完全同步，此时相位比较器没有误差信号，本地位同步信号作为同步时钟。如果本地位同步信号相位超前于接收码元序列时，相位比较器输出一个超前脉冲加到常开门（扣除门）的禁止端将其关闭，扣除一个(a)路脉冲(图11-17(d)，使分频器输出脉冲的相位滞后1/n周期（360/n），如图11-17(e)所示。如果本地同步脉冲相位滞后于接收码元脉冲时，比相器输出一个滞后脉冲去打开“常闭门（附加门）”，使脉冲序列(b)中的一个脉冲能通过此门及或门。正因为两脉冲序列(a)和(b)相差半个周期，所以脉冲序列(b)中的一个脉冲能插到“常开门”输出脉冲序列(a)中(图11-17(f)，使分频器输入端附加了一个脉冲，于是分频器的输出相位就提前1/n周期，如图11-17(g)所示。经过若干次调整后，使分频器输出的脉冲序列与接收码元序列达到同步的目的，即实现了位同步。根据接收码元基准相位的获得方法和相位比较器的结构不同，位同步数字锁相环又分微分整流型数字锁相环和同相正交积分型数字锁相环两种。这两种环路的区别仅仅是基准相位的获得方法和鉴相器的结构不同，其他部分工作原理相同。下面我们重点介绍鉴相器的具体构成及工作情况。1)微分整流型鉴相器微分型鉴相器如图11-18（a）所示，假设接收信号为不归零脉冲（波形a）。我们将每个码元的宽度分为两个区，前半码元称为“滞后区”，即若位同步脉冲（波形b）落入此区，表示位同步脉冲的相位滞后于接收码元的相位；图1118微分整流型鉴相器同样，后半码元称为“超前区”。接收码元经过零检测（微分、整流）后，输出一窄脉冲序列（波形d）。分频器输出两列相差180的矩形脉冲b和c。当位同步脉冲波形b它是由n次分频器b端的输出，取其上升沿而形成的脉冲）位于超前区时，波形d和b使与门A产生一超前脉冲（波形e），与此同时，与门B关闭，无脉冲输出。位同步脉冲超前的情况如图11-18（b）所示。同理，位同步脉冲滞后的情况如图11-18（c）所示。2)同相正交积分型鉴相器采用微分整流型鉴相器的数字锁相环，是从基带信号的过零点中提取位同步信息的。当信噪比较低时，过零点位置受干扰很大，不太可靠。如果应用匹配滤波的原理，先对输入的基带信号进行最佳接收，然后提取同步信号，可减少噪声干扰的影响，使位同步性能有所改善。这种方案就是采用同相正交积分型鉴相器的数字锁相环。图11-19(a)示出了积分型鉴相器的原理框图。设接收的双极性不归零码元为图中波形a所示的波形，送入两个并联的积分器。积分器的积分时间都为码元周期T，但加入这两个积分器作猝息用的定时脉冲的相位相差T/2。这样，同相积分器的积分区间与位同步脉冲的区间重合，而正交积分器的积分区间正好跨在两相邻位同步脉冲的中点之间（这里的正交就是指两积分器的积分起止时刻相差半个码元宽度）。在考虑了猝息作用后，两个积分器的输出如波形b和c所示。图1119同相正交积分型鉴相器两个积分器的输出电压加于取样保持电路，它是对临猝息前的积分结果的极性进行取样，并保持一码元宽度时间T，分别得到波形d和e。波形d实际上就是由匹配滤波法检测所输出的信号波形。虽然输入的信号波形a可能由于受干扰影响变得不太规整，但原理图中d点的波形却是将干扰的影响大大减弱的规整信号。这正是同相正交积分型数字锁相优于微分整流型数字锁相的原因所在。d点的波形极性取决于码元极性，与同步的超前或滞后无关，将它进行过零检测后，就可获得反映码元转换与否的信号i。而正交积分保持输出e的极性，则不仅与码元转换的方向有关，还与同步的超前或滞后有关。对于同一种码元转换方向而言，同步超前与同步滞后时，e的极性是不同的。因此，将两个积分清除电路的输出，经保持和硬限幅（保持极性）之和模2相加，可以得到判别同步信号是超前还是滞后的信号h。此信号h加至与门A和B，可控制码元转换信号从哪一路输出。在该电路中，在位同步信号超前的情况下，当i脉冲到达时信号h为正极性，将与门A开启，送出超前脉冲，如图中(b)所示。在位同步信号滞后的情况下，当i脉冲到达时h为负极性，反相后加至与门B，使之开启，送出滞后脉冲，如图中(c)所示。积分型鉴相器由于采用了积分猝息电路以及保持电路，它既充分利用了码元的能量，又有效地抑制了信道的高斯噪声，因而可在较低的信噪比条件下工作，性能上优于微分型鉴相器。3.数字锁相环抗干扰性能的改善数字锁相环抗干扰性能的改善在前面的数字锁相法电路中，由于噪声的干扰，使接收到的码元转换时间产生随机抖动甚至产生虚假的转换，相应在鉴相器输出端就有随机的超前或滞后脉冲，这导致锁相环进行不必要的来回调整，引起位同步信号的相位抖动。仿照模拟锁相环鉴相器后加有环路滤波器的方法，在数字锁相环鉴相器后加入一个数字滤波器。插入数字滤波器的作用就是滤除这些随机的超前、滞后脉冲，提高环路的抗干扰能力。这类环路常用的数字滤波器有“N先于M”滤波器和“随机徘徊”滤波器两种。N先于M滤波器如图11-20(a)所示，它包括一个计超前脉冲数和一个计滞后脉冲数的N计数器，超前脉冲或滞后脉冲还通过或门加于一M计数器（所谓N或M计数器，就是当计数器置“0”后，输入N或M个脉冲，该计数器输出一个脉冲）。图1120两种数字式滤波方案（a）N先于M滤波器;(b)随机徘徊滤波器选择NM2N，无论哪个计数器计满，都会使所有计数器重新置“0”。当鉴相器送出超前脉冲或滞后脉冲时，滤波器并不马上将它送去进行相位调整，而是分别对输入的超前脉冲（或滞后脉冲）进行计数。如果两个N计数器中的一个，在M计数器计满的同时或未计满前就计满了，则滤波器就输出一个“减脉冲”（或“加脉冲”）控制信号去进行相位调整，同时将三个计数器都置“0”（即复位），准备再对后面的输入脉冲进行处理。如果是由于干扰的作用，使鉴相器输出零星的超前或滞后脉冲，而且这两种脉冲随机出现，那么，当两个N计数器的任何一个都未计满时，M计数器就很可能已经计满了，并将三个计数器又置“0”，因此滤波器没有输出，这样就消除了随机干扰对同步信号相位的调整。随机徘徊滤波器如图11-20(b)所示，它是一个既能进行加法计数又能进行减法计数的可逆计数器。当有超前脉冲（或滞后脉冲）输入时，触发器（未画出）使计数器接成加法（或减法）状态。如果超前脉冲超过滞后脉冲的数目达到计数容量N时，就输出一个“减脉冲”控制信号，通过控制器和分频器使位同步信号相位后移。反之，如果滞后脉冲超过超前脉冲的数目达到计数容量N时，就输出一个“加脉冲”控制信号，调整位同步信号相位前移。在进入同步之后，没有因同步误差引起的超前或滞后脉冲进入滤波器，而噪声抖动则是正负对称的，由它引起的随机超前、滞后脉冲是零星的，不会是连续多个的。因此，随机超前与滞后脉冲之差数达到计数容量N的概率很小，滤波器通常无输出。这样一来就滤除了这些零星的超前、滞后脉冲，即滤除了噪声对环路的干扰作用。上述两种数字式滤波器的加入的确提高了锁相环抗干扰能力，但是由于它们应用了累计计数，输入N个脉冲才能输出一个加（或减）控制脉冲，必然使环路的同步建立过程加长。可见，提高锁相环抗干扰能力（希望N大）与加快相位调整速度（希望N小）是一对矛盾。为了缓和这一对矛盾，缩短相位调整时间，可如图11-21所示附加闭锁门电路。当输入连续的超前（或滞后）脉冲多于N个后，数字式滤波器输出一超前（或滞后）脉冲，使触发器C1（或C2）输出高电平，打开与门1（或与门2），输入的超前（或滞后）脉冲就通过这两个与门加至相位调整电路。如鉴相器这时还连续输出超前（或滞后）脉冲，那么，由于这时触发器的输出已使与门打开，这些脉冲就可以连续地送至相位调整电路，而不需再待数字式滤波器计满N个脉冲后才能再输出一个脉冲，这样就缩短了相位调整时间。对随机干扰来说，鉴相器输出的是零星的超前（或滞后）脉冲，这些零星脉冲会使触发器置“0”，这时整个电路的作用就和一般数字式滤波器的作用类同，仍具有较好的抗干扰性能。图1121缩短相位调整时间原理图11.3.3位位同同步步系系统统的的性性能能及及其其相相位位误误差差对对性性能能的的影影响响与载波同步系统相似，位同步系统的性能指标主要有相位误差、同步建立时间、同步保持时间及同步带宽等。下面结合数字锁相环介绍这些指标，并讨论相位误差对误码率的影响。1.位同步系统的性能位同步系统的性能1)相位误差e位同步信号的平均相位和最佳相位之间的偏差称为静态相差。对于数字锁相法提取位同步信号而言，相位误差主要是由于位同步脉冲的相位在跳变地调整所引起的。每调整一步，相位改变2/n（对应时间T/n），n是分频器的分频次数，故最大的相位误差为若用时间差Te来表示相位误差，因每码元的周期为T，故得Te=2)同步建立时间ts同步建立时间是指开机或失去同步后重新建立同步所需的最长时间。由前面分析可知，当位同步脉冲相位与接收基准相位差（对应时间T/2）时，调整时间最长。这时所需的最大调整次数为N=由于接收码元是随机的，对二进制码而言，相邻两个码元（01、10、11、00）中，有或无过零点的情况各占一半。我们在前面所讨论的两种数字锁相法中都是从数据过零点中提取作比相用的基准脉冲的，因此平均来说，每两个脉冲周期（2T）可能有一次调整，所以同步建立时间为ts=2TN=nT3)同步保持时间tc当同步建立后，一旦输入信号中断，或出现长连“0”、连“1”码时，锁相环就失去调整作用。由于收发双方位定时脉冲的固有重复频率之间总存在频差F，收端同步信号的相位就会逐渐发生漂移，时间越长，相位漂移量越大，直至漂移量达到某一准许的最大值，就算失去同步了。由同步到失步所需要的时间，称为同步保持时间。设收发两端固有的码元周期分别为T1=1/F1和T2=1/F2，则每个周期的平均时间差为T=|T1-T2|=式中，F0为收发两端固有码元重复频率的几何平均值，且有由式（11.3-8）可得F0|T1-T2|=再由式（11.3-9），上式可写为F0时，每经过T0时间，收发两端就会产生|T1-T2|的时间漂移，单位时间内产生的误差为|T1-T2|/T0。若规定两端允许的最大时间漂移（误差）为T0/K秒（K为一常数），则达到此误差的时间就是同步保持时间tc。代入式（11.3-11）后，得若同步保持时间tc的指标给定，也可由上式求出对收发两端振荡器频率稳定度的要求为F=此频率误差是由收发两端振荡器造成的。若两振荡器的频率稳定度相同，则要求每个振荡器的频率稳定度不能低于4）同步带宽fs同步带宽是指能够调整到同步状态所允许的收、发振荡器最大频差。由于数字锁相环平均每2周（2T）调整一次,每次所能调整的时间为T/n（T/nT0/n），所以在一个码元周期内平均最多可调整的时间为T0/2n。很显然，如果输入信号码元的周期与收端固有位定时脉冲的周期之差为|T|则锁相环将无法使收端位同步脉冲的相位与输入信号的相位同步，这时，由频差所造成的相位差就会逐渐积累。因此，我们根据式（11.3-15）就是求得的同步带宽表示式。2.位同步相位误差对性能的影响位同步相位误差对性能的影响位同步的相位误差e主要是造成位定时脉冲的位移，使抽样判决时刻偏离最佳位置。在第5、7章推导的误码率公式，都是在最佳抽样判决时刻得到的。当位同步存在相位误差e（或Te）时，必然使误码率Pe增大。为了方便起见，我们用时差Te代替相差e对系统误码率的影响。设解调器输出的基带数字信号如图11-22（a）所示，并假设采用匹配滤波器法检测，即对基带信号进行积分、取样和判决。若位同步脉冲有相位误差Te（图11-22（b