光伏变电站逆变器的仿真与研究.docx

摘要大型并网光伏电站可以对太阳能进行集中高效利用，有利于扩大太阳能光伏发电规模，从而成为了近几年光伏发电领域重点建设对象。随着大型并网光伏电站的规模逐渐扩大，许多国家都制订了严格的并网标准确保电网安全，为满足光伏电站的并网准则同时保证光伏电站的安全稳定运行，需要对大型并网光伏电站的并网电能质量进行研究。本文在分析大型并网光伏电站结构基础上，基于理论分析和仿真实验验证，分别针对大型并网光伏电站的谐波电流检测与抑制方法展开了研究。具体研究内容如下：（1）并网逆变器及其谐波机理研究本文以三相LCL型光伏并网逆变器作为研究对象，对其基本结构和谐波的基本知识进行了分析，基于其数学状态模型基础对常用并网控制策略进行了简略分析，验证了常用并网控制策略对电网电压、电流的谐波干扰抑制作用不明显；基于SPWM调制方式进行了数学模型与仿真分析，得出了不同幅值调制比与频率调制比对输出谐波频谱的影响规律；最后基于光伏逆变器及电网结构提出了高频谐波抑制方式的通用模型，为后面提出谐波抑制方法提供理论依据。（2）谐波电流检测方法研究本文基于现阶段最具代表性的瞬时无功谐波检测法和傅里叶谐波检测方法，对其检测原理和适用范围进行了分析研究，针对傅里叶变换实时性较差、瞬时无功功率检测范围较小的缺陷，本文研究了基于ANN自适应谐波检测算法，对其基本检测原理与数学模型进行了分析，仿真结果表明，该方法具有较好的实时性和动态性，并能检测出任意指定次数谐波。（3）并网光伏电站谐波抑制方法研究本文为改善LCL型并网逆变器的入网电流质量，减小电流的谐波畸变率，基于闭环系统输出阻抗特性和电流增益特性深入分析了电网电压前馈控制和多谐振控制的谐波抑制机理和性能特点；在此基础上，提出了一种基于前馈和多谐振控制相结合的组合谐波抑制策略；理论分析和仿真结果均验证了所提组合谐波抑制策略比现有谐波抑制策略能够更好地改善并网电流质量。关键词：大型并网光伏电站，并网逆变器，谐波抑制，谐波检测Abstract第1章 绪论1.1 课题研究背景与意义谐波问题是制约光伏电站并网最主要的问题之一，输出电流经DC/AC转换后含有大量谐波成分，而且多个光伏电站产生的谐波电流会在并网点相互叠加，从而超过电网的谐波注入水平。除此之外，大型光伏电站的输出电流往往需要通过高压输电方式远距离输送至负荷中心，由于高压输电线分布式电容的存在，会对谐波电压和谐波电流分布产生影响。严重情况下会产生谐波电流的并联谐振从而对电网造成极大的危害。电网中的谐波主要指频率为工频（基波频率）整数倍成分的谐波及工频非整数成分的间谐波，是造成电网电能质量污染的重要原因。典型的谐波源包括电力电子设备、可饱和设备、电弧炉设备及气体电光源设备等。谐波可能引起电网发生谐振，使正常的供电中断，威胁电力系统安全运行。大型光伏发电站一般包含数十至数百台光伏逆变器，各逆变器的交流输出端通过集电线路并联，后经升压变压器并入电网。逆变器属于高频电力电子设备，会产生大量有害谐波，降低系统的电能质量。尤其是在多台逆变器交流并联的情况下，各逆变器谐波含量的频率、相位和幅值存在较大差异，进而产生谐波环流，易引起逆变器和集电线路中电感和电容元件的谐振和过电压现象。谐波将破坏设备元器件，同时可能触发设备自身和电站的继电保护装置动作，造成逆变器退出运行，在极端情况下甚至导致整个光伏电站的切除，严重威胁电网的安全稳定运行。目前，我国西部地区大型光伏电站群已有部分电站出现了由于集电系统谐波谐振引起的过电压，进而导致故障子区域所有逆变器相继脱网的现象。光伏电站在正常运行时可能突然发生谐波过电压现象，呈现出隐蔽性和突然性的特性，由于其机理比较复杂，目前尚不明晰。与短路故障相比，谐波问题出现的概率更大，造成的事故也更频繁。因此，谐波问题是继低电压穿越之后实际工程中又一个迫切需要研究和解决的问题。1.2 光伏电站谐波来源及危害(1)并网光伏电站谐波来源大型并网光伏电站谐波问题由来已久，谐波来源复杂。针对大规模新能源的开发利用，电力电子接口并网逆变器输出电流谐波来源有:1)传统电力系统自身存在的背景电压谐波会导致并网逆变器输出电流中含有电压谐波次数相对应的电流谐波。2)在电压源并网逆变器中，为了避免上、下桥臂直通造成直流母排短路，通常在上、下桥臂的驱动互补信号中加入死区时间，这会导致产生低次电压谐波，最终导致逆变器输出电流中含有对应低次电流谐波。3)由于光伏发电受太阳辐射及温度等环境因素影响，输出功率随机波动性较大，这会引起电压源并网逆变器直流侧电压低频波动，最终造成并网逆变器输出电流中含有低次谐波。4)并网逆变器是电力电子开关器件，通常采用PWM调制方式对其开关进行控制，由于开关器件自身非理想开关特性，会造成并网逆变器输出电流中含有开关频率及其整数倍频率的高次谐波。5)并网逆变器控制系统对其输出电流谐波大小有很大的影响，控制系统包括模拟电路与数字电路以及所采取的控制结构与控制器，均会影响并网逆变器输出电流谐波大小。(2)并网光伏电站谐波危害理想的公用电网所提供的电压应该是单一固定的频率及规定的电压幅值。谐波对各种电力设备、通信设备及线路都会产生有害的影响，严重时会造成设备的损坏以及电力系统事故。尤其近年来电力电子设备的应用迅速增长，谐波的危害日趋严重。谐波对公用电网和其它系统的危害主要有以下几个方面:1、谐波会使公用电网中的元件产生附加的谐波损耗，降低了发电、输电及用电设备的效率，大量的3次谐波流过中性线时会使线路过热甚至发生火灾。2、谐波可能会影响各种电气设备的正常工作。谐波对电机的影响除引起附加损耗外，还会产生机械振动、噪声和过电压，一使变压器局部严重过热。谐波会使电容器、电缆等设备过热、绝缘老化、寿命缩短，以至损坏。3、谐波可能会导致继电保护和自动装置的误动作，并会使电气测量仪表计量不准确，我国就曾多次发生因谐波和负序引发的电网停电事故，给国民经济带来了严重的损失。4、谐波可能会对邻近的通信系统产生干扰，轻者产生噪声，降低通信质量;重者导致信息丢失，使通信系统无法正常工作。5、谐波可能会引起公用电网中局部的并联谐振和串联谐振，从而使谐波放大，这就使得前几个方面的危害大大增加，甚至引起严重事故。1.3 谐波抑制研究现状1.3.1 谐波抑制国内研究现状抑制谐波主要有两种途径:一种是主动型:从装置本身出发，对电力电子装置本身进行改造，设计不产生谐波而且保持单位功率因数的变流器；另一种是被动型:装设谐波补偿装置来补偿，对各种谐波源都适用。（1）主动型谐波抑制方案1、正弦PWM技术二十世纪七十年代初，布里斯托尔大学的S.R.Bowes等人首次在逆变技术中引入SPWM技术，从而极大的提高了逆变器的性能，同时也使SPWM逆变技术的发展达到了空前的高度6。正弦PWM技术也称为脉冲宽度调制技术，它的提出是建立在一系列能量等效的基础之上。其中最主要是将正弦波所包含的能量等效为一系列时间间隔内脉冲的能量。具体的等效过程和基本原理是将正弦波和三角波载波的交点作为逆变器的开关信号。其中脉冲宽度都按照一般正弦的变化规律而进行变化，同时保证了各用电设备都能正常工作在近似正弦的交变电压下，从而可以有效地抑制甚至是消除低次谐波，提高波形质量。但是带来了大量与载波相关的谐波分量(这是由于在正弦信号进行调制的过程中使用了载波)，这些谐波也会对波形造成影响7。2、随机PWM技术随机PWM技术即就是随机的、不确定性的改变逆变器的开关频率，改变逆变器的开关角，使得频谱图中一些谐波幅值较大的谐波分量分散开来，频谱变疏，幅值变小。但是由于随机PWM频谱图中谐波分量分布的范围比较宽，不利于滤波器的滤波。目前的随机PWM技术可以分为:随机脉冲位置方式、随机开关频率方式和随机开关方式。其中，随机开关频率方式是现在随机PWM技术中最常见的也是最常用的一种方式。目前，虽然随机PWM技术已经很成熟了并成功应用到了我们工业生产，但是它的实现方式却比较少，而且没有一套完整的方法对随机开关频率PWM逆变器的谐波频谱进行定量和定性的分析。3、特定谐波消除SHE技术特定谐波消除技术是由Missouri-Columbia的H. S.Patel和R.G.Hoft于70年代第一次提出，其核心思想是求解开关角，该开关角的计算通过利用逆变器输出电压的数学模型来计算的，通过开关角的合理地选择，从而可以有效地滤除掉某些特定的谐波。该方法是在控制输出电压基波分量的前提条件下，选择性的消去PWM波形中某些特定的低次谐波的一种PWM技术。其中各脉冲的开关时刻是通过开关角的优化计算来确定的，即可以将该过程看成是以开关角和开关时刻的函数，该函数以开关角为自变量，开关时刻为因变量，通过自变量的变化来寻求最优的开关时刻，从而实现谐波的选择性消除。特定谐波消除技术通过开关时刻的优化选择从而选择性的消除某些特定的谐波具有以下优点：在相同的开关频率下，SHEPWM技术可以产生最佳的输出电压波形，从而可以降低电机的转矩脉动，大大的提高控制性能。采用特定谐波效的降低开关损耗，SHEPWM技术相同的理想波形可以得到最小开关频率，从而可以有提高转换效率。（2）被动型谐波抑制方案1、无源滤波方案无源滤波方案是目前应用得最为广泛的谐波抑制手段。无源电力滤波器(PassivePower Filter，简称PPF)是由一组针对特定频率的LC单调谐滤波器组成，既可以补偿谐波，又可以补偿无功功率。无源补偿的基本原理是利用电容器提供的超前无功电流补偿电网的滞后无功;利用电感、电容构成的各次谐波滤波器或陷波器，吸收电网基波以外的谐波。有关无源滤波器的研究已趋成熟，在实际系统中己得到广泛应用。无源滤波方案具有结构简单、成本低、技术成熟等优点。但存在以下难以克服的缺陷:a、滤波器的设计大多针对特定频率的谐波，只能滤除特定次的谐波，谐振频率依赖于元件参数，LC参数的漂移将会导致滤波特性改变，使滤波性能不稳定;b、滤波特性依赖于电网参数，而电网_的阻抗和谐波的频率会随着电力系统运行工况的改变而发生变化;c、电网阻抗与LC回路可能会产生并联谐振使某次谐波分量放大，使电网供电质量下降;d、电网阻抗与LC回路可能产生串联谐振，电网中的某次谐波电压可能在LC网络中产生很大的谐波电流;e、体积大、损耗大。2、有源滤波方案有源电力滤波器(Active Power Filter，简称APF)是一种动态补偿谐波和无功的新型电力电子装置，它能对大小和频率变化的谐波以及变化的无功进行补偿，可以弥补无源滤波器的不足，获得比无源滤波器更好的补偿特性，是一种理想的谐波补偿装置。与无源电力滤波器相比，APF具有以下优点:a、对功率开关器件开关频率以内的各次谐波都有很好的滤波效果;b、当电网阻抗和频率变化时，滤波特性不受影响;c、不会与电网发生串/并联谐振现象，而且能有效地抑制系统与无源滤波器之间的谐振;d、不存在过载现象，当负载谐波电流较大时，能继续运行;e、能连续的对无功进行补偿，使用指定次数谐波滤除技术，能灵活地进行谐波补偿。但APF也存在价格昂贵、运行成本高和难以构造单台大容量补偿装置等缺点。3、混合滤波方案将PPF及APF混合使用，对负载进行谐波及无功功率补偿。PPF主要负责含量大、次数较低的谐波以及无功功率的补偿，APF负责较高次数的谐波补偿。1.3.2 谐波抑制国外研究现状目前国外对于光伏逆变器的谐波谐振抑制技术主要集中在控制策略和调制策略，由于无源阻尼方案会引入额外系统损耗21-22，增加成本，因而不适合于光伏并网系统的应用。因此通过控制算法增加系统阻尼而不引入额外系统损耗的有源阻尼技术则引起了广泛关注。Pekik Argo Dahono等首先提出了以虚拟电阻控制算法来替代实际阻尼电阻的有源阻尼方案23，该方案将无源阻尼环节根据结构图进行等效变换，从而以控制算法代替实际的无源阻尼电阻。然而这种“虚拟电阻”方案等效变换算法复杂，且控制算法中的微分项容易引入干扰，从而影响系统性能。V.Blasko等学者提出了在控制系统中构造一个具有负谐振峰特性的环节，并以此抵消LCL滤波器产生的正谐振峰的方法，即所谓的超前-滞后法24-25，该方法虽然减小了微分环节对系统的影响，但控制效果受电网参数变化的影响较大。Erika Twining等还提出了三闭环的控制策略26-27，这种方法采用直接网侧电流控制，在网侧电流环中引入滤波电容电流反馈内环以增强系统阻尼。上述有源阻尼方法一般都需要引入额外的传感器，在增加系统成本的同时，也降低了运行可靠性，为此不增加传感器的有源阻尼方法受到了关注。Marco Liserre等提出了采用带通滤波器补偿以抵消谐振峰的有源阻尼方法28，该方法虽然无需增加额外的传感器，但其无法适应多逆变器并网系统运行时网侧阻抗的变化。Malinowski等提出一种利用电压估计的超前滞后法29-30，虽然省去了相应的滤波电容电压传感器，但所引入的微分环节仍增加了系统噪声。 1.4 本文主要研究内容本文主要有以下研究内容：第1章详细描述了当前光伏电站中的谐波产生、谐波危害以及相关的电站并网电能质量标准;概述了谐波检测与抑制的研究现状、分类以及基本工作原理；对本文的主要研究内容进行了介绍。第2章对LCL光伏并网逆变器进行了数学建模，指出LCL并网逆变器是一个非线性、高阶强耦合的多变量系统。其次在数学模型的基础上介绍了两种常用并网控制策略：基于电网电压定向的矢量控制和直接功率控制，通过定性地分析了这两种并网控制策略并无抑制低次谐波的功能，只能实现基频并网；通过对SPWM调制方式产生的电压谐波进行了深入分析，并讨论了调制频率比与幅值比对逆变器输出电压谐波的影响。第3章基于并网逆变器谐波常用检测方法，分析其检测原理和缺陷，重点分析了一种基于神经网络的自适应谐波检测方法，这种方法的突出优点是能够检测任意指定次谐波，并且具有很好的动态性能和检测精度；进而以ANN谐波检测模型为研究对象，推导了检测模型输入输出之间的传递函数，从传递函数得出了检测器的等效模型，从Bode图和零极点图分析了检测模型的性能；最后通过Matlab/Simulink仿真软件对基于ANN谐波检测算法进行了仿真，结果验证了理论分析的正确性。第4章基于LCL型并网逆变器输出谐波抑制机理，对逆变器侧和网侧的高次、低次谐波扰动进行了机理分析与抑制研究；为进一步减小LCL型并网逆变器低次电流谐波含量，在详细分析电网电压部分前馈、电网电压完全前馈和多谐振控制的基础上，提出了一种完全前馈+多谐振控制的组合谐波抑制策略，并通过理论分析和仿真分析验证了所谐波组合抑制方法的可靠性与稳定性。第5章全面系统地总结了本文的工作和研究成果，并提出了需要进一步开展的工作。第2章 并网逆变器及谐波机理研究2.1 引言对于光伏并网逆变器而言，输出电流谐波可以分为两部分，一部分是高次谐波，主要来源于逆变器的调制方式，常用调制方式有SPWM和SVPWM，光伏逆变器的输出功率越高，开关管的开关频率就越低，高次谐波含量就越高；另一部分则是低次谐波，它的形成原因比较复杂，控制器参数不匹配、开关管死区效应、外界干扰、器件参数漂移、采样误差以及控制策略等因素均可引起逆变器输出低次谐波，而输出滤波器一般无法完全滤除低次谐波。LCL型并网逆变器因具有优越的高频谐波抑制能力和成本优势而受到广泛重视，本文选取LCL型光伏并网逆变器作为研究对象，研究讨论光伏并网逆变器的谐波抑制问题。2.2 并网逆变器的建模与分析2.2.1 三相光伏逆变器建模三相光伏逆变器的构成如图2.1所示，直流侧滤波电容用于稳定直流电压，三组开关器件（）、（）和（）组成三个逆变桥，把光伏电池输出的直流电逆变为三相交流电，三个电感和三个电容构成了三相LC滤波器，是滤波器的线路内阻，流过三相滤波器三条支路的电流分别为、和，和表示电网的阻抗，三相电网电压分别为、和，流入三相电网的电流分别为、和。图2.1 三相光伏并网逆变器拓扑结构选取三相电网的中性点N为公共电位参考点，为简便起见，本文中不考虑中性线，然后定义一组开关函数如下: (2.1)每个相位与假想中性点之间的电压、和可以表示为： (2.2)光伏逆变器的三相输出相位电压为: (2.3)其中，表示的是假想中性点与参考中性点之间的电位差。根据和，可推导得到： (2.4)根据电感和电容的特性，可以得到如下动态方程： (2.5)其中，、和分别为LC滤波器的三相输出相电压， (2.6) （2.7）综合以上公式，可得三相并网逆变器的状态空间模型如下: （2.8）其中：输出方程表示为: （2.9）式中：从三相并网逆变器的状态空间模型(2.8)可以看出，系统模型的维数比较高(9维)，这无疑增加了计算的复杂度和系统控制的难度。因此，有必要对系统模型进行降维，本文通过变换将静止的三坐标（）系统，变换为旋转的两坐标()系统。运用信号可以实现零误差跟踪，变换己经被成功运用于PWM电能变换器中。变换最早由美国工程师(R. H. Park)于1929年提出，其表达式表示如下： （2.10）其中： （2.11）式子中的表示相位角，假设逆变器系统输出角速度为(，为输出频率，本文中Hz)，则，变量可以表示电压和电流。因为三相光伏并网逆变器是一个平衡系统，所以转换后得到的分量是直流变量，坐标系中的0分量为0；公式(2.10)和(2.11)就可以改写为： （2.12） （2.13）系统状态空间模型(2.8)通过变换，可以转换为如下的形式: （2.14）输出方程经过变换后也转换为： （2.15）其中：结合公式(2.14)和(2.15)可知，三相光伏并网逆变器的模型经过变换之后，模型维数得到了有效的缩减(从9维降到6维)，简化了系统模型，也便利了后续的控制器设计。光伏并网发电系统，由于大电网的电压钳制作用，光伏逆变器其实充当着一个电流源的角色。因此，光伏并网逆变器的控制目的，是为了使得逆变器的输出电流与电网电压同频同相，实现单位功率因数输出，并且电流总谐波含量(Total Harmonic Distortion,THD)必须要小于并网要求(小于5%)。2.2.2 模型主要参数选取从光伏逆变器的建模中可以看出，光伏并网逆变器的模型参数主要来自滤波器的参数和电网的阻抗参数，而电网的阻抗是由实际系统确定的，不是可选项，因此，并网逆变器模型中参数的选择主要就是滤波器参数的选择。无论是单相的光伏并网逆变器还是三相的，逆变器输出端的滤波器都是不可或缺的重要环节，滤波器的性能，直接影响到逆变器的输出电能质量。因此滤波器种类和参数的选择，关系到一个光伏并网发电系统的整体性能，在这一小节中，本文分析了滤波器参数的选择方法。 (1)滤波器电感的选择滤波器的电感可以用于限制流过电感的电流纹波，电感越大，纹波就相应越小，但是电感本身的功耗和体积会变大，反之，电感值越小，则纹波电流越大。如果能确定满足性能要求的电感最小值，那就能最大可能地减小电感的功耗和体积。假设逆变器工作在单极性调制方式，开关器件的导通时间，那么流过电感的纹波电流可以表示为: （2.17）其中， （2.18）把公式(2.18)代入(2.17)可得: （2.19）式中表示开关频率，假如，那么允许的最大纹波含量可以表示为: （2.20）则可以得到电感的最小值为： （2.21）从公式(2.21)可知，影响滤波器电感取值的因素主要是直流侧电压大小、逆变器开关频率和纹波电流的大小，纹波电流通常情况下的范围为额定电流的10%到20%。LCL滤波器是一种低通滤波器，因此对于基频信号几乎没有衰减，那么两个电感(设总电感为，)上的压降为： （2.22）其中，为流过滤波器电感的电流。根据并网逆变器的输出电压矢量关系可知: （2.23）变换一下，可以得到: （2.24）其中，为并网的大电网电压值，结合公式(2.24)，可以得到: （2.25）一般情况下，选取，则结合(2.23)可得电感的取值范围为: （2.26）(2)滤波器电容的选择LCL型滤波器的谐振频率可以表示为： （2.27）通常情况下，把滤波器的谐振频率设计在一定的范围内(到，为电网电压基波频率，为开关频率)，设谐振频率为开关频率的0.1倍，则: （2.28）LCL滤波器适用于光伏发电系统单独运行，也适用于并网运行，但是如果就单单考虑并网运行的话，LC型滤波器会是更好的选择，因为在并网运行的时候，要考虑到电网的阻抗。当电网阻抗在开关频率上比滤波器电容阻抗足够大时，原先LCL滤波器电网侧的电感就可以取消，即可以用LC滤波器代替LCL滤波器。2.3 并网逆变器控制策略与输出谐波特性分析目前基于VSI (voltage source inverter)拓扑结构的光伏并网逆变器常用的并网控制算法主要有基于电网电压定向的矢量控制和直接功率控制DPC (Direct Power Control)这两种。其中基于电网电压定向的矢量控制是通过坐标旋转变换，将交流输出电流转变成两相旋转坐标系下的直流有功分量和直流无功分量，然后再分别对有功电流和无功电流按控制要求进行闭环控制。直接功率控制（DPC）与矢量控制不一样，直接对瞬时有功和无功的进行控制，省略了交流电流的旋转坐标变换，然后通过开关表直接选择合适的开关状态实现对有功和无功进行砰砰控制，因而其控制算法更简单、系统动态响应更快。2.3.1 基于电网电压定向的矢量控制电网电压定向矢量控制就是将输出电流进行坐标变换和定位时，将有功电流定位到电网电压矢量方向上，而垂直方向的电流分量则为无功电流分量。基于电网电压定向的矢量控制能否实现高性能稳态运行与快速动态响应，基本上取决于逆变器控制器中电流环的参数设计是否稳定合理。由2.2节对LCL型光伏并网逆变器模型的分析可知，并联电容器上流过逆变器输出的谐波电流远小于并网电流，当忽略上的谐波电流时，可得: （2.29）式中，为串联电感的等效总电阻;为逆变器侧电感与网侧电感的总和。由式(2.29)知轴电压分量与轴电压分量因为轴电流与轴电流而耦合在一起，输出电流按电网电压定向后轴电流要远远大于轴电流。在工程实践中虽然可以忽略轴电流对轴电压的影响，但是却不可忽略轴耦合到轴的分量， 轴电流分量 会影响到轴电压的变化范围，因而为了方便控制器的设计，需要对式（2.29）进行解耦控制。 （2.30）如果令: （2.31）将式(2.31)代入式(2.30)可以得到: （2.32）式(2.32)中，和分别只与轴电流分量与轴电流分量有关，因而可以将其作为两个电流分量的控制量，就实现了轴和轴电流的解耦控制，控制量可由电流环PI调节器输出决定： （2.33）因此控制变量和的控制方程为: （2.34）根据以上各式得出的并网光伏逆变器基于电网电压定向的矢量控制结构如图2.2所示:图2.2 并网光伏逆变器电网电压定向矢量控制结构图由图2.2可以看出，在电流反馈内环中分别将与引入到轴和轴的电流环中，从而实现电流的独立解耦控制，同时还将电网电压作为扰动引入了前馈控制，进一步提高了系统的动态稳定性。基于电网电压定向的矢量控制，具有零稳态跟踪误差，有功与无功连续可调的优点。但是，这种控制方法需要经过多次坐标变换，还需要前馈解耦环节，结构简单，实现比较困难。在基于电网电压定向的矢量控制中，锁相环PLL只能锁住电网电压的基波频率和幅值，当电网电压不平衡或者含有谐波时，在进行坐标变换时，、中会引入正弦量。同理，当输出电流中存在谐波时，就会在控制器时里的检测电流、中留有谐波分量，再经过电流内环时，PI调节器不能消除正弦分量，因此计算出来的调制波、中的谐波分量就会增大，使之经过LCL输出滤波器的电流谐波也会相应增加。在电力系统中，3, 5, 7, 9等低次谐波含量较高，以5次谐波为例说明谐波对基于电网电压定向的矢量控制的影响。假设电网存在对称的5次谐波电压，虽然由锁相环(PLL)锁出来的电压基波的相位与频率不受谐波电压的影响，但5次谐波电压经坐标变换后会引入到控制器内。具体过程如下所示：5次谐波电压为 （2.35）三相静止ABC坐标系到两相旋转肉坐标系的变换式为 （2.36）从而得到5次谐波电压在坐标系下为 （2.37）从式(2.37)中可以看出5次谐波电压进行坐标变换后会降一次变为4次谐波分量，在进行解耦时会引入4次谐波干扰，因为PI控制器并不能使非直流分量达到稳态零误差，且存在一定的相位滞后。从而在图2.2中的、中引入4次谐波调制电压。接下来对电流环的输出进行反变换，其中直流分量照样反变换后变成基波调制波，其中叠加的4次谐波分量的反变换过程如下所示。假设叠加的4次谐波分量为： （2.38）两相旋转坐标系到三相静止ABC坐标系的反变换矩阵为 （2.39）从而得到5次谐波调制波为 （2.40）在式(2.35)与式(2.30)中与并不相等，与也不相等，因此在过LCL滤波器的前端与后端上5次谐波电压不能抵消，因此会有5次谐波电流产生。同样的，当输出电流已经存在5次谐波电流时，坐标变换，由式(2.37)可得，坐标系下直流分量上叠加了一个4次谐波的电流分量作为PI控制器的输入，由于PI控制器不能消除正弦量误差，因而输出的电压矢量上也会叠加一个4次谐波电压矢量。经过的反变换后，输出电压调制波上叠加了一个5次的谐波调制电压，从而并网电流中出现5次谐波电流。以上分析可由图2.3所示的电流环闭环传递函数的波特图得到验证。当时电网电压与输出电流均含有同次谐波分量时，逆变器的输出谐波就会变得更加复杂，但谐波分量并不会消失。特别的，光照的变化时，光伏组件的输出功率会随之变化，并网逆变器在MPPT模块的作用下，输入直流电压随着功率的变化而变化，因此电压环的PI控制器在调节过程中不断产生振荡，也会相应在体现在电流环中，当振荡频率较小时，由图2.3可知，电流环并不能很好地抑制低频干扰，会相应产生电流谐波。面对这种情形控制环中的低频干扰(包括电压谐波、电流谐波以及外界环境产生的干扰)，可通过在坐标变换之后加一个低通滤波器，即在图2.2中的两个的坐标变换模块后分别加一个低通滤波器，滤掉除直流以外的正余弦分量及其相关的低频干扰信号。但会存在响应时间与控制精度之间的矛盾，因为当低通滤波器的截止频率过低时，虽然能够滤除差不多所有的谐波分量，但滤波器的响应时间比较长，导致整个并网控制响应速度过慢，不能进行高度实时控制，有可能会产生较大的谐波。当低通滤波器的截止频率比较高，虽然响应速度比较快，但滤波效果不明显，只能滤除一部分的谐波，此时虽然响应速度快，但输出还是会含有一定比例的谐波含量。逆变器的输出谐波电流还是不可避免的。图2.3 电流内环传递函数波特图由此可见基于电网电压定向的矢量控制对谐波并没有抑制作用，即使在控制过程中加入低频滤器，只是注重于基波的并网控制。因此需要额外的抑制手段来保证光伏并网逆变器成为真正的“绿色电源”。2.3.2 DPC控制与基于电网电压矢量控制相比较，采用直接功率并网控制（DPC）的逆变器输出功率因数更高、输出谐波更低、并网运行的动态性能与稳定性更好，同时系统控制器的结构更加简单。图2.4 基于直接功率控制的光伏并网逆变器控制结构图直接功率的系统控制图如图2.4所示，它的基本工作原理以及工作过程可分为如下几步:1、将电压和电流传感器检测到的电网电压、以及输出电流、变换为两相静止坐标系下的电压分量、以及电流分量、，再根据瞬时功率理论得出在坐标系中的瞬时有功功率和瞬时无功功率；2、扇形划分器根据、得出扇区选择的信号；3、分别将有功功率的误差信号与无功功率的误差信号输入到功率比较器，然后得到相关的开关表选择信号、；其中=0（功率因数为1），=PI控制器输出直流母线电压；4、由、确定逆变器开关管在开关状态表中的控制信号；在图2-5中，瞬时功率按下式计算: （2.41）、按下列规则确定 （2.42） （2.43）式中、为有功和无功功率滞环比较器的环宽，、越小，则控制器的控制精度越高，逆变器开关管的频率也会越高，增加了开关损耗，反之亦然。同样的，直接功率控制与电压定向的矢量控制一样在进行并网控制的时候并没有考虑谐波的干扰问题，甚至在电网电压与并网电流存在谐波时，逆变器的输出电流谐波比矢量控制的更严重。以下5次谐波来分析说明。设电网电压5次谐波如式(2.43 )所示，输出5次谐波电流为: (2.44)三相静止坐标系到两相静止坐标系的变换公式为 (2.45)电网电压与输出电流转换到坐标系下为 (2.46) (2.47)由式(2.41)可得瞬时功率在上式中，第一项为没有谐波分量时基波的有功与无功。其它项为分别引入了5次谐波电压分量与5次谐波电流后的有功与无功分量。由于采用的滞环比较器进行控制，因此后面的分量对滞环比较器的结果输出影响很大，特别是滞环宽度比较小的时候，往往会提前进入下一个开关状态，造成控制的混乱。所以从这个方面来说，直接功率控制只适合于电网质量较好时的并网控制，当电网出现波动时，会对电网波动形成一个正反馈，导致输出迅速恶化。当然也可以在图2.4的瞬时功率计算模块后添加低通滤波器，同样的，也会碰到在电压定向的矢量控制中所碰到的问题一样，这种缺陷是低通滤波器本身所固有的，无法通过外力消除，只能尽量减轻。因此也不能使光伏逆变器真正达到“绿色电源”的效果。2.4 SPWM调制模式下输出谐波特性及抑制机理分析目前在各种电力电子变流器中，PWM是应用得最为广泛的调制方法，特别是SPWM。已有很多专家学者对SPWM变流器的控制问题进行过不少的讨论与研究，但并未见到有相关文献对其输出谐波的分布规律进行比较系统的定量分析。本节对SPWM电压型逆变器采用的调制方式从谐波的角度进行分析处理，得到逆变器在变流过程中各次谐波的分布规律，同时对谐波抑制机理进行了一定的研究。2.4.1 SPWM调制输出谐波特性分析SPWM是通过三角载波与正弦调制波的交点来确定逆变器开关管的开断信号；先以一相输出为例来进行初步分析，其调制过程如图2.5所示；图2.5 SPWM的基本原理正弦调制波 (2.48)频率调制比 （N为整数） (2.49)幅值调制比 (2.50)式中，为三角载波的频率；为调制波的频率；为三角载波的幅值；为调制波的幅值；将电压的数学模型用双重傅利叶级数表示为: (2.51)由式(2.51)可知:单相输出电压含有丰富的频率波形，包括比重较大的基波、载波频率处的谐波、载波的次谐波，载波及其载波谐波上下边频处的非整数次谐波。其中基波电压的幅值与幅值调制比成正比，故可以通过调节正弦调制波的幅值调节输出电压，事实上在控制逆变器时也是通过控制正弦调制波的电压幅值来控制逆变器输出的。当为偶数时，式(2.51)中为0，表示载波的次谐波不存在；当为偶数时，为0，同理表明载波与载波的次谐波附近的非整数次谐波也不存在。在单相SPWM调制的基础上再对三相SPWM逆变器进行谐波分析。为了使三相并网逆变器输出电压对称且无偶次谐波，频率调制比应取3的奇数倍数，这样还可以消除载波及载波谐波附近非整数次谐波中的零序分量。三相正弦调制波共用一个三角载波，由于三相逆变器中的三个单相逆变半桥共用同一个直流电压源，由(2.51)可知，三相逆变器的各相输出电压与相应的单个单相逆变器波形相同。因此根据电位与电压之间的关系，可得三相逆变器的A相电压波形的傅利叶级数表达式： （2.52）三相逆变器的输出电压波形对称，所以B相与C相的电压傅利叶级数表达式也就很容易得出。三相逆变器线电压等于两相相电压之差(负载为星形结)，即： （2.53）为了更加形象、直观地对逆变器采用SPWM调制方式产生的谐波进行分析，找出谐波分布的密集点，在matlab/simulink仿真平台上搭建了一个简单的三相逆变器模块，系统的具体情况如图2.6所示。其中直流电压源为400 V，交流输出频率为50Hz，交流负载有功容量为1Kw，无功容量为500Var。通过调节调制波的幅值，载波的频率来调节SPWM的幅值调制比和频率调制比，再通过PowerGui中的FFT分析模块来分析输出电压各次谐波的谐波含量变化及其频谱的分布。图2.6 基于SPWM调制的逆变模块图为了更加充分全面地研究幅值调制比M、频率调制比N与输出谐波频谱分布之间的关系，分别取了四组数据：M=0.8 , N=40； M=0. 8 , N=20 ；M=0.6 , N=40 ；以及M=0.6 , N=20来进行仿真。然后分别对四种条件下的仿真结果进行对比分析。其FFT分析结果图如图2.7所示:(a) M=0.8, N=40时输出电压谐波含量(b) M=0.8,N=20时输出电压谐波含量(c) M=0.6, N=40时输出电压谐波含量(d) M=0.6, N=20时输出电压谐波含量图2.7不同幅值调制比、频率调制比逆变器输出电压谐波含量从以上频谱图分析可得，输出电压的谐波集中在