数字信号的传输.pptx

第4章数字信号的传输4.1.2关注基带传输的目的4.2数字基带信号码型4.2.1码型变换原则4.2.2基带传输的常用码型10.5B6B码4.3眼图4.3.1无噪声时的眼图4.3.2存在噪声时的眼图4.3.3眼图的模型4.4数字频带传输系统4.5数字调制第1页/共113页第4章数字信号的传输4.5.1二进制振幅键控4.5.2二进制移频键控4.5.3移相键控3.8相PSK4.6现代数字调制技术4.6.1正交振幅调制4.6.2最小移频键控4.6.3高斯最小移频键控4.7数字调制系统的性能比较4.7.1二进制数字调制系统的性能比较4.7.2多进制数字调制系统的性能比较第2页/共113页第4章数字信号的传输4.8调制解调器4.8.1MODEM的功能4.8.2MODEM的分类4.8.3MODEM的性能指标4.8.4MODEM的应用第3页/共113页4.1数字基带传输系统的基本理论第4页/共113页4.1.1基带传输系统的模型1)发送滤波器(也叫信道信号形成器)：用来产生适合于信道传输的基带信号；2)接收滤波器：用来接收信号，并尽可能排除信道噪声和其他干扰；3)抽样判决电路：是在噪声背景下用来判定与再生基带信号的。第5页/共113页4.1.1基带传输系统的模型图4-1基带传输系统的模型第6页/共113页3)抽样判决电路：是在噪声背景下用来判定与再生基带信号的。图4-2基带传输系统各点波形第7页/共113页4.1.2关注基带传输的目的1)在频带传输制式里同样存在基带传输的问题(如码间干扰等)，因为信道的含义是相对的，若把调制解调器包括在信道中(如广义信道)，则频带传输就变成了基带传输。2)随着数字通信技术的发展，基带传输这种方式也有迅速发展的趋势。3)理论上可以证明，任何一个采用线性调制的频带传输系统，总是可以由一个等效的基带传输系统所替代。第8页/共113页4.2数字基带信号码型第9页/共113页4.2.2基带传输的常用码型1.单极性非归零(NRZ)码2.双极性非归零(NRZ)码3.单极性归零(RZ)码4.双极性归零(RZ)码5.差分码6.AMI码7.HDB8.Manchester码9.CMI码第10页/共113页4.2.2基带传输的常用码型图4-3基带传输的部分码型第11页/共113页1.单极性非归零(NRZ)码1)发送能量大，有利于提高接收端信噪比；2)在信道上占用频带较窄；3)有直流分量，将导致信号的失真与畸变；且由于直流分量的存在，无法使用一些交流耦合的线路和设备；4)不能直接提取位同步信息；5)抗噪性能差。6)传输时需一端接地。第12页/共113页2.双极性非归零(NRZ)码1)直流分量小。2)接收端判决门限为0，容易设置并且稳定，因此抗干扰能力强；3)可以在电缆等无接地的线上传输。第13页/共113页3.单极性归零(RZ)码第14页/共113页4.双极性归零(RZ)码第15页/共113页5.差分码在差分码中，“1”、“0”分别用电平跳变或不变来表示。若用电平跳变来表示“1”，称为传号差分码BF(在电报通信中，常把“1”称为传号，把“0”称为空号)BFQ，如图43e所示。若用电平跳变来表示“0”，称为空号差分码。由图可见，这种码型在形式上与单极性或双极性码型相同，但它代表的信息符号与码元本身电位或极性无关，而仅与相邻码元的电位变化有关。差分码也称相对码，而相应地称前面的单极性或双极性码为绝对码。差分码的特点是，即使接收端收到的码元极性与发送端完全相反，也能正确地进行判决第16页/共113页6.AMI码1)在“1”、“0”码不等概率的情况下，也无直流成分，且零频附近低频分量小。2)若接收端收到的码元极性与发送端的完全相反，也能正确判决。3)便于观察误码情况。第17页/共113页7.HDB1)先把消息代码变成AMI码，然后检查AMI码的连“0”串情况，当无3个以上连“0”码时，则这时的AMI码就是HDB 3码。2)当出现4个或4个以上连0码时，则将每4个连“0”小段的第4个“0”变换成“非0”码。B码和V码各自都应始终保持极性交替变化的规律，以便确保编好的码中没有直流成分；V码必须与前一个码(信码B)同极性，以便和正常的AMI码区分开来。如果这个条件得不到满足，那么应该在四个连“0”码的第一个“0”码位置上加一个与V码同极性的补信码，用符号表示，并做调整，使B码和码合起来保持信码(含B及)极性交替变换的规律。第18页/共113页8.Manchester码ManchesterBF(曼彻斯特)BFQ码又称为数字双相码或分相码。它的特点是每个码元用两个连续的极性相反的脉冲来表示，如“”码用正、负脉冲表示，“0”码用负、正脉冲表示，如图43g所示。该码的优点是无直流分量，最长连“0”、连“”数为2，定时信息丰富，编译码电路简单。但其码元速率比输入的信码速率提高了一倍。曼彻斯特码适用于数据终端设备在中速短距离上传输，如以太网采用曼彻斯特码作为线路传输码。曼彻斯特码当极性反转时会引起译码错误，为解决此问题，可以采用差分码的概念，将曼彻斯特码中用绝对电平表示的波形改为用电平相对变化来表示。这种码型称为条件分相码或差分曼彻斯特码。数据通信的令牌网即采用这种码型。第19页/共113页9.CMI码CMI码是传号反转码的简称，其编码规则为：“1”码交替用“00”和“11”表示；“0”码用“01”表示，图43h给出其编码的例子。CMI码的优点是没有直流分量，且频繁出现波形跳变，便于定时信息的提取，具有误码监测能力。由于CMI码具有上述优点，再加上编译码电路简单，容易实现，因此，在高次群脉冲编码调制终端设备中广泛用作接口码型，在速率低于8448Kbit/s的光纤数字传输系统中也被建议作为线路传输码型。第20页/共113页10.5B6B码除了上述这些码型外，近年来，高速光纤数字传输系统中还应用到5B6B码，它是将每5位二元码输入信息编成6位二元码码组输出BF(曼彻斯特码和CMl码属于lB2B类)。这种码型输出虽比输入增加20的码速，但却换来了便于提取定时、低频分量小、同步迅速等优点。第21页/共113页11.多进制码图4-4四进制代码波形第22页/共113页4.3眼图眼图就是用实验方法宏观监测系统的性能。眼图是指利用一种定性且十分方便的方法估计和改善BF(通过调整)BFQ传输系统性能时在示波器上观察到的一种图形。可观察码间干扰、发收滤波器、信道特性、噪声的影响，从而估计系统的优劣程度。方法：示波器的Y轴输入接收到的信号的波形，X轴输入与码元定时同步的扫描信号，然后在示波器上能观察到类似人眼的图形，称之为眼图。第23页/共113页4.3.1无噪声时的眼图图4-5眼图第24页/共113页4.3.2存在噪声时的眼图当存在噪声时，观察到的眼图的线迹会变得模糊不清。若同时存在码间串扰，“眼睛”将张开得更小。与无码间串扰时的眼图相比，原来清晰端正的细线迹，变成了比较模糊的带状线，而且不端正。噪声越大，线迹越宽，越模糊；码间串扰越大，眼图越不端正。第25页/共113页4.3.3眼图的模型()最佳抽样时刻在“眼睛”张最大的时刻。()对定时误差的灵敏度可由眼图斜边的斜率决定。()在抽样时刻上，眼图上下两分支阴影区的垂直高度，表示最大信号畸变。(5)各相应电平的噪声容限。(6)倾斜分支与横轴相交的区域的大小，表示零点位置变动范围的大小。第26页/共113页4.3.3眼图的模型图4-6眼图模型第27页/共113页4.4数字频带传输系统第28页/共113页4.5数字调制第29页/共113页4.5.1二进制振幅键控1)二进制ASK信号的功率谱由连续谱和离散谱两部分组成，其中连续谱取决于单个基带信号码元g(t)经线性调制后的双边带谱，离散谱则由载波分量决定。2)二进制ASK信号的带宽是基带脉冲波形的两倍。第30页/共113页4.5.1二进制振幅键控图4-二进制振幅键控信号的产生及波形第31页/共113页4.5.1二进制振幅键控图4-8二进制振幅键控信号的接收系统的组成框图第32页/共113页4.5.1二进制振幅键控图-二进制幅键控信号的功率谱密度第33页/共113页1）二进制ASK信号的功率谱由连续谱和离散谱两部分组成，其中连续谱取决于单个基带信号码元gBF(t)BFQ经线性调制后的双边带谱，离散谱则由载波分量决定。2）二进制ASK信号的带宽是基带脉冲波形的两倍。二进制振幅键控方式是数字调制中出现较早的，也是最简单的。这种方法最早应用在电报系统，但由于它抗噪声的能力较差，它的功率利用率和频带利用率都不高，故在数字通信中应用得不多，一般都是与其他种调制方式合用。第34页/共113页4.5.2二进制移频键控1)2FSK信号的功率谱与2ASK的功率谱相似，同样由连续谱和离散谱组成。2)若两个载波f1与f2之差较小，例如小于fs，则连续谱出现单峰；若载波之差逐渐增大，即f1与f2的距离增加，则连续谱出现双峰。3)由此发现传输2FSK信号所需的频带约为：第35页/共113页4.5.2二进制移频键控图-2FSK信号的产生及波形第36页/共113页4.5.2二进制移频键控图-二进制移频信号的解调第37页/共113页4.5.2二进制移频键控图4-12过零检测法的原理图第38页/共113页1)2FSK信号的功率谱与2ASK的功率谱相似，同样由连续谱和离散谱组成。其中连续谱由两个双边带叠加而成，而离散谱则出现在两个载频位置上。2)若两个载波f1与f2之差较小，例如小于fs，则连续谱出现单峰；若载波之差逐渐增大，即f1与f2的距离增加，则连续谱出现双峰。3）由此发现传输2FSK信号所需的频带约为：f=f2f1+2fs第39页/共113页3)由此发现传输2FSK信号所需的频带约为：图4-132FSK信号的功率谱示意图第40页/共113页4.5.3移相键控1.二进制移相键控2.多进制移相键控第41页/共113页1.二进制移相键控图4-142PSK及2DPSK信号的波形()2PSK信号的产生和解调2PSK信号的产生的方法有调相法和相位选择法两种。第42页/共113页1.二进制移相键控图4-152PSK信号产生的原理第43页/共113页1.二进制移相键控图4-162PSK信号的接收框图第44页/共113页1.二进制移相键控图4-17倍频-分类法载波提取第45页/共113页1.二进制移相键控图4-18差分调相信号产生的示意图第46页/共113页1.二进制移相键控()2DPSK信号的产生和解调上面提到，在绝对调相2PSK中，由于恢复出的载波初相角的不确定性会产生“倒现象”，如果采用相对调相2DPSK，则可以解决这个问题。图4-192DPSK信号的接收框图第47页/共113页2.多进制移相键控图4-20QPSK调制器框图第48页/共113页2.多进制移相键控图4-21QPSK调制器的真值表和星座图第49页/共113页2.多进制移相键控图4-22QPSK调制器输出相位与时间的关系第50页/共113页2.多进制移相键控图4-23QPSK解调器的框图第51页/共113页3.8相PSK例-一个三比特输入Q=0，I=0，C=0(000)，求图4-24所示8PSK调制器的输出相位。解：I信道24电平转换器的输入为I=0，C=0，由图4-25可知输出为0.541V，Q信道24电平转换器的输入为Q=0，=0，由图-可知输出为1.307V，这样，I信道调制器的两个输入为0.541V和sint，输出为I=0.541sint；Q信道调制器的两个输入为1.307V和cost，输出为Q=1.307cost。I和Q信道相乘调制器的输出在线性加法器中结合，产生一个已调输出为第52页/共113页例-一个三比特输入Q=0，I=0，C=0(000)，求图4-24所示8PSK调制器的输出相位。第53页/共113页解：I信道24电平转换器的输入为I=0，C=0，由图4-25可知输出为0.541V，Q信道24电平转换器的输入为Q=0，=0，由图-可知输出为1.307V，这样，I信道调制器的两个输入为0.541V和sint，输出为I=0.541sint；Q信道调制器的两个输入为1.307V和cost，输出为Q=1.307cost。I和Q信道相乘调制器的输出在线性加法器中结合，产生一个已调输出为图4-248PSK调制器的框图第54页/共113页解：I信道24电平转换器的输入为I=0，C=0，由图4-25可知输出为0.541V，Q信道24电平转换器的输入为Q=0，=0，由图-可知输出为1.307V，这样，I信道调制器的两个输入为0.541V和sint，输出为I=0.541sint；Q信道调制器的两个输入为1.307V和cost，输出为Q=1.307cost。I和Q信道相乘调制器的输出在线性加法器中结合，产生一个已调输出为图4-25I和Q信道24电平转换器的真值表和PAM电平第55页/共113页解：I信道24电平转换器的输入为I=0，C=0，由图4-25可知输出为0.541V，Q信道24电平转换器的输入为Q=0，=0，由图-可知输出为1.307V，这样，I信道调制器的两个输入为0.541V和sint，输出为I=0.541sint；Q信道调制器的两个输入为1.307V和cost，输出为Q=1.307cost。I和Q信道相乘调制器的输出在线性加法器中结合，产生一个已调输出为图4-268PSK调制器的真值表和星座图第56页/共113页解：I信道24电平转换器的输入为I=0，C=0，由图4-25可知输出为0.541V，Q信道24电平转换器的输入为Q=0，=0，由图-可知输出为1.307V，这样，I信道调制器的两个输入为0.541V和sint，输出为I=0.541sint；Q信道调制器的两个输入为1.307V和cost，输出为Q=1.307cost。I和Q信道相乘调制器的输出在线性加法器中结合，产生一个已调输出为图4-278PSK调制器信号输出相位与时间的关系第57页/共113页解：I信道24电平转换器的输入为I=0，C=0，由图4-25可知输出为0.541V，Q信道24电平转换器的输入为Q=0，=0，由图-可知输出为1.307V，这样，I信道调制器的两个输入为0.541V和sint，输出为I=0.541sint；Q信道调制器的两个输入为1.307V和cost，输出为Q=1.307cost。I和Q信道相乘调制器的输出在线性加法器中结合，产生一个已调输出为图4-288PSK解调器框图第58页/共113页4.6现代数字调制技术第59页/共113页4.6.1正交振幅调制例-对于一个3bit输入Q=0，I=0，C=0(000)，求图4-29所示8QAM调制器输出幅度和相位。解：I信道24电平转换器输入为I=0和C=0，由表4-1，输出为0.541V。Q信道24电平转换器输入为Q=0和C=0，由表4-1，输出为0.541V。()四电平、自然码逻辑表4-2给出了多电平xk，相应的二进制码a1k、a2k，及对xk在不同电平(0，2)判决的结果k(0)、k(+2)、k(2)之间的关系。()四电平、格雷码逻辑表4-3给出了相应的关系。第60页/共113页4.6.1正交振幅调制表4-1I和Q信道24电平转换器真值表第61页/共113页4.6.1正交振幅调制图4-298QAM调制器框图第62页/共113页例-对于一个3bit输入Q=0，I=0，C=0(000)，求图4-29所示8QAM调制器输出幅度和相位。第63页/共113页解：I信道24电平转换器输入为I=0和C=0，由表4-1，输出为0.541V。Q信道24电平转换器输入为Q=0和C=0，由表4-1，输出为0.541V。图4-308QAM调制器的真值表和星座图第64页/共113页解：I信道24电平转换器输入为I=0和C=0，由表4-1，输出为0.541V。Q信道24电平转换器输入为Q=0和C=0，由表4-1，输出为0.541V。图4-318QAM输出相位和幅度与时间的关系第65页/共113页解：I信道24电平转换器输入为I=0和C=0，由表4-1，输出为0.541V。Q信道24电平转换器输入为Q=0和C=0，由表4-1，输出为0.541V。图4-32正交调幅法的基本原理框图第66页/共113页解：I信道24电平转换器输入为I=0和C=0，由表4-1，输出为0.541V。Q信道24电平转换器输入为Q=0和C=0，由表4-1，输出为0.541V。图4-33矢量点和四位二进制码对应关系第67页/共113页解：I信道24电平转换器输入为I=0和C=0，由表4-1，输出为0.541V。Q信道24电平转换器输入为Q=0和C=0，由表4-1，输出为0.541V。图4-3416QAM的四相叠加法框图第68页/共113页解：I信道24电平转换器输入为I=0和C=0，由表4-1，输出为0.541V。Q信道24电平转换器输入为Q=0和C=0，由表4-1，输出为0.541V。图4-3516QAM信号的一般矢量图第69页/共113页()四电平、自然码逻辑表4-2给出了多电平xk，相应的二进制码a1k、a2k，及对xk在不同电平(0，2)判决的结果k(0)、k(+2)、k(2)之间的关系。表4-2四电平、自然码逻辑关系第70页/共113页()四电平、格雷码逻辑表4-3给出了相应的关系。表4-3四电平、格雷码逻辑关系第71页/共113页4.6.2最小移频键控1.最小移频键控的基本原理及调制2.最小移频键控信号的解调3.最小移频键控信号的功率谱第72页/共113页1.最小移频键控的基本原理及调制图4-36一种MSK信号产生的原理框图第73页/共113页1.最小移频键控的基本原理及调制图4-37图4-36中各点波形第74页/共113页1.最小移频键控的基本原理及调制1)图4-37i)示出MSK信号(t)波形，可以看出包络是恒定的。2)在一个比特宽Tb内，若a(t)=+1,则频率为f+14Tb；若a(t)=1,则频率为f14Tb。3)从图4-37j)相位变化(t)曲线，可见相位变化是连续的。4)相对于载波相位来说，额外相位按a(t)t(2Tb)变化，在一个比特宽度Tb内，按取+1或1而随时间线性地增加或减少，共变化或+2。第75页/共113页2.最小移频键控信号的解调图4-38MSK信号的相干解调电路的原理图第76页/共113页2.最小移频键控信号的解调图4-39载波恢复电路第77页/共113页3.最小移频键控信号的功率谱图4-40MSK与QPSK信号的功率谱第78页/共113页4.6.3高斯最小移频键控1)带宽窄并且是锐利截止的。2)有较低的过冲脉冲响应。3)保持输出脉冲的面积不变。第79页/共113页3)保持输出脉冲的面积不变。图4-41产生GMSK信号的原理框图第80页/共113页3)保持输出脉冲的面积不变。图4-42GMSK的功率谱第81页/共113页4.7数字调制系统的性能比较第82页/共113页4.7.1二进制数字调制系统的性能比较1.频带宽度2.误码率3.对信号特性变化的敏感性4.设备的复杂度第83页/共113页1.频带宽度第84页/共113页2.误码率表4-4二进制数字调制系统误码率与信噪比关系第85页/共113页2.误码率图4-43三种数字调制系统的误码率曲线第86页/共113页3.对信号特性变化的敏感性在选择数字调制方式时，还应该考虑它的最佳判决门限对信道特性的变化是否敏感。在2FSK系统中，不需要人为地设置判决门限，它是通过直接比较两路解调输出的大小作出判决。在2PSK系统中，判决器的最佳判决门限为0，与接收机输入信号的幅度无关。因此，它不随信道特性的变化而变化。这时，接收机容易保持在最佳判决门限状态。对于2ASK系统，判决器的最佳判决门限为A/2(当p(1)=p(0)时)，它与接收机输入信号的幅度有关。当信道特性发生变化时，接收机输入信号的幅度A将随着发生变化；相应地，判决器的最佳门限也将随之变化。这时，接收机不容易保持在最佳判决门限状态，从而导致误码率增大。因此，就对信道特性的敏感性而言，2ASK的性能最差。当信道存在严重的衰落时，通常采用非相干接收，因为这时在接收端不容易得到相干解调所需的相干载波。当发射机有严格的功率限制时，可考虑采用相干接收。因为在给定的码元传输速率及误码率的条件下，相干接收所要求的信噪比较非相干接收要小。第87页/共113页4.设备的复杂度对于2ASK、2FSK、2PSK这三种方式来说，发送端设备的复杂程度相差不多，而接收端的复杂程度则与所选用的调制和解调方式有关。对于同一种调制方式，相干解调的设备要比非相干解调的设备复杂；而同为非相干解调，2DPSK的设备最复杂，2FSK次之，2ASK最简单。当然，设备越复杂，其价格越贵。上面从几个方面对各种二进制数字调制系统进行比较。可以看出，在选择调制和解调方式时，要考虑的因素是比较多的。通常，只有对系统的要求作全面的考虑，并且抓住其中最主要的要求，才能作出比较恰当的选择。如果抗噪声性能是主要的，则应该考虑相干2PSK和2DPSK，JP2而2ASK最不可取。如果带宽是主要要求，则应考虑相干2PSK、2DPSK及2ASK，而非相干2PSK是最不JP可取的。如果考虑设备的复杂性是一个主要问题，则非相干方式比相干方式更为适宜。目前，应用最多的数字调制方式是相干2DPSK和非相干2FSK。相干2DPSK主要用于高速数据传输，而非相干2FSK则应用于中速和低速数据传输中，特别是在衰落信道中传输数据信号时，2FSK有着广泛的应用。第88页/共113页4.7.2多进制数字调制系统的性能比较图4-44多电平振幅调制系统的性能曲线第89页/共113页4.7.2多进制数字调制系统的性能比较图4-45多进制数字频率调制系统的检测性能曲线第90页/共113页4.7.2多进制数字调制系统的性能比较图4-46相干移相时的误码率第91页/共113页4.7.2多进制数字调制系统的性能比较图4-47几种正交幅度键控的与/的关系第92页/共113页4.8调制解调器第93页/共113页4.8.1MODEM的功能1)接收计算机送来的控制命令和数据；2)将数字信号调制成适合于在电话信道中传输的模拟信号；3)完成和通信对方的协商功能；4)把模拟信号送到电话线上；5)保护电路，主要是避免电压过高等问题的出现。1)接收从电话线来的模拟音频信号；2)将接收到的模拟信号解调还原为原始的数字信号；3)把解调复原出的数字信号送给计算机；4)保护电路。第94页/共113页4.8.1MODEM的功能图4-48MODEM的工作环境第95页/共113页4.8.2MODEM的分类1.按功能分类2.按外形分类3.按传输速率分类4.按工作方式分类第96页/共113页1.按功能分类(2)二合一Fax/MODEM除了具有单一MODEM的功能外，还有传真机的大部分功能。(3)三合一Voice/Fax/MODEM除了具有Fax/MODEM的功能外，增加了语言功能，可以收发语音邮件。第97页/共113页2.按外形分类图4-49外置的调制解调器第98页/共113页2.按外形分类(1)外接式外接式MODEM通过RS232接口连接到计算机的串行口上，安装方便，还配有工作状态指示灯，如图所示。(2)内插式内插式MODEM是计算机的一块扩充卡，它没有外壳，要插到计算机的一个扩展槽内，它的价格便宜、灵活性好，可设置为COM3口或COM4口，但卡随机型的总线结构不同而要求不一样，如图4-50所示。(3)袖珍式袖珍式MODEM用于笔记本型计算机，外形小，携带方便。(4)机架式机架式MODEM主要为大型信息中心设计的，一般将12台MODEM集中在一起，装在一个机架上以便于操作。第99页/共113页2.按外形分类(5)无线式无线式MODEM采用RS323C与计算机接口，通常符合CCITT的V.23标准，与电台的接口能控制电台发送载波，可用于点对点的计算机无线数据传输，组建计算机无线网，建立控制系统，进行无线数据采集。图4-50内置的卡式调制解调器第100页/共113页3.按传输速率分类(1)300bit/s、1200bit/s(bit per second)MODEM的传输速率以bit/s为计算单位，表示每秒多少位。(2)2400bit/s、9600bit/s它们为现在使用最多的MODEM传输速率。(3)33600bit/s、56000bit/s它们是高速MODEM，上网应该选择这种MODEM。第101页/共113页4.按工作方式分类(1)异步方式MODEM一般使用异步方式，此时通信双方一般是微机，以平等的地位交换数据。(2)同步方式同步MODEM用于一端是大型机而另一端是微机的场合，这时微机被用作大型机的终端机。第102页/共113页4.8.3MODEM的性能指标1.传输速率2.差错控制标准3.数据压缩标准4.功能5.兼容性第103页/共113页1.传输速率调制解调器的传输速率以bit/sBF(每秒的位数)BFQ为单位，比较典型的传输速率有1200bit/s、2400bit/s、9600bit/s、144Kbit/s、288Kbit/s、336Kbit/s、566Kbit/s等。其传输速率越高，通信时占用电话线路的时间越短。如果，传输速率为566Kbit/s的调制解调器与288Kbit/s或336Kbit/s的调制解调器通信，只是必须把传输速率调低到288Kbit/s或336Kbit/s。第104页/共113页2.差错控制标准由于调制解调器通过电话线路以9600bit/s或更高的传输速率传输数据时，有可能丢失数据。因此，它采用特殊的差错控制方法防止数据丢失，比较常见的是以下几种关于差错控制标准的协议：MNP4协议；V32协议；V32bis协议；V42协议。MNP4协议是第一代差错控制标准协议，V32bis协议和V42协议是常用的协议。为了进行差错控制，两台调制解调器之间必须使用同一种协议，否则将无法进行差错控制。V32bis针对的是模拟线路上传输速率为96Kbit/s的调制解调器。V42是针对模拟线路中的传输速率为288Kbit/s的调制解调器所制定的。为了保证很好的兼容性，市场上大多数调制解调器同时提供多个差错控制标准，使用户能够与多台不同的调制解调器通信。第105页/共113页3.数据压缩标准大多数高速调制解调器都有数据压缩功能，可以对要传输的文件进行压缩，减少它们所占用的存储空间，从而缩短传输时间。在进行压缩时，需要有关数据压缩标准。数据压缩标准的协议包括以下几种：MNP5协议；V42协议；VFC协议；V32协议。大多数调制解调器都遵守MNP5协议和V42协议，而高速的调制解调器遵守VFC协议和V32协议。第106页/共113页4.功能第107页/共113页5.兼容性第108页/共113页4.8.4MODEM的应用1.接入INTERNET网2.连接两台微机3.连接远程终端4.局域网(LAN)上连接远程工作站5.多个远程工作站连入LAN1.数字信号传输的基本形式有：基带传输和频带传输。2.数字基带传输系统主要由脉冲形成器、发送滤波器信道、接收滤波器和抽样判决器组成。3.传输码的结构将取决于实际信道特性和系统工作的条件。4.眼图是指利用实验手段估计和改善系统性能时在示波器上观察到的一种图形。第109页/共113页精品课件！第110页/共113页精品课件！第111页/共113页4.8.4MODEM的应用5.数字信号通过空间以电磁波为载体传输到对方称为无线传输。6.通过对各种二进制数字调制系统进行比较，可以看出，通常在恒参信道传输中，如果要求较高的功率利用率，则应选择相干2PSK和2DPSK，而2ASK最不可取；如果要求较高的频带利用率，则应选择相干2PSK和2DPSK，而2FSK最不可取。7.数字调制的三种基本方式：数字幅度调制、数字频率调制和数字相位调制。8.无论是相干检测还是非相干检测，其误码率Pe与信噪比Eb/N及进制数M有关，而且在一定的M下，Eb/N越大，则Pe越小；在一定Eb/N下，M越大，则Pe越大。第112页/共113页感谢您的观看！第113页/共113页