第8章反馈控制电路精选PPT.ppt

第第8章章 反馈控制电路反馈控制电路第1页，本讲稿共138页8.1 自动增益控制电路自动增益控制电路图81反馈控制系统的组成第2页，本讲稿共138页图82具有AGC电路的接收机组成框图第3页，本讲稿共138页8.1.1工作原理设输入信号振幅为Ui,输出信号振幅为Uo,可控增益放大器增益为Kv(uc),它是控制电压uc的函数,则有(81)第4页，本讲稿共138页图83自动增益控制电路框图第5页，本讲稿共138页8.1.2自动增益控制电路根据输入信号的类型、特点以及对控制的要求,AGC电路主要有以下几种类型。1简单AGC电路在简单AGC电路里,参考电平Ur0。这样,只要输入信号振幅Ui增加,AGC的作用就会使增益Kv减小,从而使输出信号振幅Uo减小。图84为简单AGC的特性曲线。(82)第6页，本讲稿共138页mi为AGC电路限定的输入信号振幅最大值与最小值之比（输入动态范围）,即(83)(84)则有第7页，本讲稿共138页图84简单AGC特性曲线第8页，本讲稿共138页图85延迟AGC特性曲线第9页，本讲稿共138页2延迟AGC电路在延迟AGC电路里有一个起控门限,即比较器参考电压Ur,它对应的输入信号振幅Uimin,如图85所示。图86延迟AGC电路第10页，本讲稿共138页3前置AGC、后置AGC与基带AGC前置AGC是指AGC处于解调以前,由高频（或中频）信号中提取检测信号,通过检波和直流放大,控制高频（或中频）放大器的增益。后置AGC是从解调后提取检测信号来控制高频（或中频）放大器的增益。基带AGC是整个AGC电路均在解调后的基带进行处理。第11页，本讲稿共138页8.1.3AGC的性能指标1动态范围AGC电路是利用电压误差信号去消除输出信号振幅与要求输出信号振幅之间电压误差的自动控制电路。2响应时间AGC电路是通过对可控增益放大器增益的控制来实现对输出信号振幅变化的限制,而增益变化又取决于输入信号振幅的变化,所以要求AGC电路的反应既要能跟得上输入信号振幅的变化速度,又不会出现反调制现象,这就是响应时间特性。第12页，本讲稿共138页8.2 自动频率控制电路自动频率控制电路 8.2.1工作原理自动频率控制（AFC）电路由频率比较器、低通滤波器和可控频率器件三部分组成,如图87所示。第13页，本讲稿共138页图87自动频率控制电路的组成第14页，本讲稿共138页可控频率器件通常是压控振荡器（VCO）,其输出振荡角频率可写成(85)第15页，本讲稿共138页8.2.2主要性能指标对于AFC电路,其主要的性能指标是暂态和稳态响应以及跟踪特性。1暂态和稳态特性由图87可得AFC电路的闭环传递函数由此可得到输出信号角频率的拉氏变换(86)(87)第16页，本讲稿共138页2跟踪特性由图87可求得AFC电路的误差传递函数T（s）,它是误差角频率e（s）与参考角频率r（s）之比,其表达式为从而可得AFC电路中误差角频率的时域稳定误差值(88)(89)第17页，本讲稿共138页8.2.3应用1自动频率微调电路（简称AFC电路）图88是一个调频通信机的AFC系统的方框图。这里是以固定中频fI作为鉴频器的中心频率,亦作为AFC系统的标准频率。第18页，本讲稿共138页图88调频通信机的AFC系统方框图第19页，本讲稿共138页图89AFT原理方框图第20页，本讲稿共138页8.3锁相环的基本原理锁相环的基本原理8.3.1工作原理锁相环是一个相位负反馈控制系统。它由鉴相器(PhaseDetector,缩写为PD)、环路滤波器(LoopFilter,缩写 为 LF)和 电 压 控 制 振 荡 器(Voltage ControlledOscillator,缩写为VCO)三个基本部件组成,如图810所示。第21页，本讲稿共138页图810锁相环的基本构成第22页，本讲稿共138页设参考信号为(810)若参考信号是未调载波时,则r(t)=r=常数。设输出信号为(811)两信号之间的瞬时相差为（812）由频率和相位之间的关系可得两信号之间的瞬时频差为(813)第23页，本讲稿共138页锁定后两信号之间的相位差表现为一固定的稳态值。即（814）此时,输出信号的频率已偏离了原来的自由振荡频率0(控制电压uc(t)=0时的频率),其偏移量由式(813)和(814)得到为(815)这时输出信号的工作频率已变为(816)第24页，本讲稿共138页8.3.21.鉴相器鉴相器（PD）又称为相位比较器,它是用来比较两个输入信号之间的相位差e(t)。鉴相器输出的误差信号ud(t)是相差e(t)的函数,即基本环路方程图811正弦鉴相器模型第25页，本讲稿共138页图812线性鉴相器的频域数学模型第26页，本讲稿共138页若以压控振荡器的载波相位0t作为参考,将输出信号uo(t)与参考信号uruo(t)=Uocos0t+2(t)(818)ur(t)=Ursinrt+r(t)=Ursin0t+1(t)(819)式中，2(t)=0(t),1(t)=(r-0)t+r(t)=0t+r(t)(820)将uo(t)与ur(t)相乘,滤除20分量,可得ud(t)=Udsin1(t)-2(t)=Udsine(t)(821)第27页，本讲稿共138页图813正弦鉴相器的鉴相特性第28页，本讲稿共138页图814环路滤波器的模型(a)时域模型;(b)频域模型第29页，本讲稿共138页2.环路滤波器环路滤波器(LF)是一个线性低通滤波器,用来滤除误差电压ud(t)中的高频分量和噪声,更重要的是它对环路参数调整起到决定性的作用。1)RC积分滤波器这是最简单的低通滤波器,电路如图815(a)所示,其传递函数为(822)第30页，本讲稿共138页图 815 RC积 分 滤 波 器 的 组 成 与 频 率 特 性 (a)组成;(b)频率特性第31页，本讲稿共138页2)无源比例积分滤波器无源比例积分滤波器如图816(a)所示。与RC积分滤波器相比,它附加了一个与电容C串联的电阻R2,这样就增加了一个可调参数。它的传递函数为(823)第32页，本讲稿共138页图816无源比例积分滤波器(a)组成;(b)频率特性第33页，本讲稿共138页3)有源比例积分滤波器有源比例积分滤波器由运算放大器组成,电路如图8-17(a)所示。当运算放大器开环电压增益A为有限值时,它的传递函数为(824)式中，1=(R1+AR1+R2)C;2=R2C。若A很高,则(825)第34页，本讲稿共138页3.压控振荡器压控振荡器(VCO)是一个电压-频率变换器,在环路中作为被控振荡器,它的振荡频率应随输入控制电压uc(t)线性地变化,即式中，v(t)是VCO的瞬时角频率,Kd是线性特性斜率,表示单位控制电压,可使VCO角频率变化的数值。因此 又 称 为 VCO的 控 制 灵 敏 度 或 增 益 系 数,单 位 为rad/Vs。在锁相环路中,VCO的输出对鉴相器起作用的不是瞬时角频率而是它的瞬时相位,即（826）第35页，本讲稿共138页（827）（828）将此式与式(818)比较,可知以0t为参考的输出瞬时相位为第36页，本讲稿共138页图817有源比例积分滤波器(a)电路;(b)频率特性第37页，本讲稿共138页由此可见,VCO在锁相环中起了一次积分作用,因此也称它为环路中的固有积分环节。式(828)就是压控振荡器相位控制特性的数学模型,若对式(828)进行拉氏变换,可得到在复频域的表示式为（829）（830）VCO的传递函数为第38页，本讲稿共138页图818VCO的复频域模型第39页，本讲稿共138页4.环路相位模型和基本方程复时域分析时可用一个传输算子F(p)来表示,其中p(d/dt)是微分算子。由图819,我们可以得出锁相环路的基本方程(831)(832)第40页，本讲稿共138页图819锁相环路的相位模型第41页，本讲稿共138页将式(832)代入式(831)得（833）设环路输入一个频率r和相位r均为常数的信号,即式中，0是控制电压uc(t)=0时VCO的固有振荡频率;r是参考输入信号的初相位。令（834）则第42页，本讲稿共138页将式(834)代入式(833)可得固定频率输入时的环路基本方程:（835）右边第二项是闭环后VCO受控制电压uc(t)作用引起振荡频率v相对于固有振荡频率0的频差(v-0),称为控制频差。由式(835)可见,在闭环之后的任何时刻存在如下关系:瞬时频差=固有频差-控制频差（836）第43页，本讲稿共138页8.3.3锁相环工作过程的定性分析1.锁定状态当在环路的作用下,调整控制频差等于固有频差时,瞬时相差e(t)趋向于一个固定值,并一直保持下去,即满足（837）锁定时的环路方程为（838）（839）从中解得稳态相差第44页，本讲稿共138页锁定正是在由稳态相差e()产生的直流控制电压作用下,强制使VCO的振荡角频率v相对于0偏移了0而与参考角频率r相等的结果。即（840）第45页，本讲稿共138页2.跟踪过程当v大得足以补偿固有频差0时,环路维持锁定,因而有如果继续增大0,使0K0UdF(j0),则环路失锁(vr)。因此,我们把环路能够继续维持锁定状态的最大固有频差定义为环路的同步带:故（841）第46页，本讲稿共138页3.失锁状态失锁状态就是瞬时频差(r-v)总不为零的状态。这时,鉴相器输出电压ud(t)为一上下不对称的稳定差拍波,其平均分量为一恒定的直流。这一恒定的直流电压通过环路滤波器的作用使VCO的平均频率v偏离0向r靠拢,这就是环路的频率牵引效应。第47页，本讲稿共138页4.捕获过程开机时,鉴相器输入端两信号之间存在着起始频差(即固有频差)0,其相位差0t。因此,鉴相器输出的是一个角频率等于频差0的差拍信号,即（842）第48页，本讲稿共138页若0很大,ud(t)差拍信号的拍频很高,易受环路滤波器抑制,这样加到VCO输入端的控制电压uc(t)很小,控制频差建立不起来,ud(t)仍是一个上下接近对称的稳定差拍波,环路不能入锁。第49页，本讲稿共138页图820频率捕获锁定示意图第50页，本讲稿共138页环路能否发生捕获是与固有频差的0大小有关。只有当|0|小到某一频率范围时,环路才能捕获入锁,这一范围称为环路的捕获带p。它定义为在失锁状态下能使环路经频率牵引,最终锁定的最大固有频差|0|max,即（843）第51页，本讲稿共138页8.3.4锁相环路的线性分析锁相环路线性分析的前提是环路同步,线性分析实际上是鉴相器的线性化。虽然压控振荡器也可能是非线性的,但只要恰当地设计与使用就可以做到控制特性线性化。鉴相器在具有三角波和锯齿波鉴相特性时具有较大的线性范围。而对于正弦型鉴相特性,当e6时,可把原点附近的特性曲线视为斜率为Kd的直线,如图821所示。因此,式(821)可写成(844)第52页，本讲稿共138页图821正弦鉴相器线性化特性曲线图822线性化鉴相器的模型第53页，本讲稿共138页用Kde(t)取代基本方程式(835)中的Udsine(t)可得到环路的线性基本方程（845）(846)或式中，K=K0Kd称为环路增益。K的量纲为频率。式(846)相应的锁相环线性相位模型如图823所示。第54页，本讲稿共138页图823锁相环的线性相位模型(时域)第55页，本讲稿共138页对式(846)两边取拉氏变换,就可以得到相应的复频域中的线性相位模型,如图824所示。图824锁相环的线性相位模型(复频域)第56页，本讲稿共138页环路的相位传递函数有三种,用于研究环路不同的响应函数。（1）开环传递函数研究开环(e(t)=1(t)时,由输入相位1(t)所引起的输出相位2(t)的响应,为开环（847）（2）闭环传递函数研究闭环时,由1(t)引起输出相位2(t)的响应,为（848）第57页，本讲稿共138页（3）误差传递函数研究闭环时,由1(t)所引起的误差响应e(t),为（849）Ho(s)、H(s)、He(s)是研究锁相环路同步性能最常用的三个传递函数,三者之间存在如下关系:（850）（851）第58页，本讲稿共138页表81列出了采用无源比例积分滤波器和理想积分滤波器(即A很高时的有源比例积分滤波器)的环路传递函数。第59页，本讲稿共138页表81第60页，本讲稿共138页表82第61页，本讲稿共138页1跟踪特性锁相环的一个重要特点是对输入信号相位的跟踪能力。衡量跟踪性能好坏的指标是跟踪相位误差,即相位误差函数e(t)的暂态响应和稳态响应。其中暂态响应用来描述跟踪速度的快慢及跟踪过程中相位误差波动的大小。稳态响应是当t时的相位误差值,表征了系统的跟踪精度。第62页，本讲稿共138页在给定锁相环路之后,根据式(849)可以计算出复频域中相位误差函数e(s),对其进行拉氏反变换,就可以得到时域误差函数e(t)。下面我们分析理想二阶环对于频率阶跃信号的暂态误差响应。当输入参考信号的频率在t=0时有一阶跃变化,即（852）其对应的输入相位（853）（854）第63页，本讲稿共138页则（855）进行拉氏反变换,得当1时,当=1时,当01时,(856c)(856b)（856a）第64页，本讲稿共138页式(856)相应的响应曲线如图825所示。由图可见:(1)暂态过程的性质由决定。当1时,暂态过程是衰减振荡,环路处于欠阻尼状态;当1时,暂态过程按指数衰减,尽管可能有过冲,但不会在稳态值附近多次摆动,环路处于过阻尼状态;当=1时,环路处于临界阻尼状态,其暂态过程没有振荡。第65页，本讲稿共138页(2)当1时,暂态过程的振荡频率为（1-2)1/2n。若=0,则振荡频率等于n。所以n作为无阻尼自由振荡角频率的物理意义很明确。(3)由图可见,二阶环的暂态过程有过冲现象,过冲量的大小与值有关。越小,过冲量越大,环路相对稳定性越差。(4)暂态过程是逐步衰减的,至于衰减到多少才认为暂态过程结束,完全取决于如何选择暂态结束的标准。第66页，本讲稿共138页图825理想二阶环对输入频率阶跃的相位误差响应曲线第67页，本讲稿共138页图825理想二阶环对输入频率阶跃的相位误差响应曲线第68页，本讲稿共138页(4)暂态过程是逐步衰减的,至于衰减到多少才认为暂态过程结束,完全取决于如何选择暂态结束的标准。稳态相位误差是用来描述环路最终能否跟踪输入信号的相位变化及跟踪精度与环路参数之间的关系。求解稳态相差e()的方法有两种:(1)由前面求出的e(t),令t即可求出(2)利用拉氏变换的终值定理,直接从e(s)求出（857）第69页，本讲稿共138页表83第70页，本讲稿共138页由此可见(1)同环路对不同输入的跟踪能力不同,输入变化越快,跟踪性能越差,e()=意味着环路不能跟踪。(2)同一输入,采用不同环路滤波器的环路的跟踪性能不同。可见环路滤波器对改善环路跟踪性能的作用。(3)同是二阶环,对同一信号的跟踪能力与环路的“型”有关(即环内理想积分因子1/s的个数)。(4)理想二阶环(二阶型)跟踪频率斜升信号的稳态相位误差与扫瞄速率R成正比。第71页，本讲稿共138页图8-26 闭环幅频特性第72页，本讲稿共138页2.频率响应频率响应是决定锁相环对信号和噪声过滤性能好坏的重要特性,由此可以判断环路的稳定性,并进行校正。采用RC积分滤波器,其传递函数如式(829)所示,则闭环传递函数为(858)相应的幅频特性为(859)第73页，本讲稿共138页阻尼系数取不同值时画出的幅频特性曲线如图826所示,可见具有低通滤波特性。环路带宽BW0.7可令式(859)等于0.707后求得(860)调节阻尼系数和自然谐振角频率n可以改变带宽,调节还可以改变曲线的形状。当=0.707时,曲线最平坦,相应的带宽为(861)第74页，本讲稿共138页8.3.5锁相环路的应用由以上的讨论已知,锁相环路具有以下几个重要特性:(1)环路锁定后,没有剩余频差。压控振荡器的输出频率严格等于输入信号的频率。(2)跟踪特性。环路锁定后,当输入信号频率i稍有变化时,VCO的频率立即发生相应的变化,最终使VCO输入频率r=i。第75页，本讲稿共138页(3)滤波特性。锁相环通过环路滤波器的作用,具有窄带滤波特性,能够将混进输入信号中的噪声和杂散干扰滤除。(4)易于集成化。组成环路的基本部件都易于采用模拟集成电路。环路实现数字化后,更易于采用数字集成电路。第76页，本讲稿共138页下面介绍锁相环的几种应用。1.锁相环路的调频与解调用锁相环调频,能够得到中心频率高度稳定的调频信号,图827是这种方法的方框图。图827锁相环路调频器方框图第77页，本讲稿共138页调制跟踪锁相环本身就是一个调频解调器。它利用锁相环路良好的调制跟踪特性,使锁相环路跟踪输入调频信号瞬时相位的变化,从而使VCO控制端获得解调输出。锁相环鉴频器的组成如图828所示。图828锁相鉴频器第78页，本讲稿共138页设输入的调频信号为其调制信号为u(t)=Ucost,mf为调频指数。同时假设环路处于线性跟踪状态,且输入载频i等于VCO自由振荡频率0,则可得到调频波的瞬时相位为现以VCO控制电压uc(t)作为解调输出,那么可先求出 环 路 的 输 出 相 位 2(t),再 根 据 VCO控 制 特 性2(t)=K0uc(t)/p,不难求得解调输出信号uc(t)。（862）（863）第79页，本讲稿共138页设锁相环路的闭环频率响应为H(j),则输出相位为(864)因而解调输出电压为(865)第80页，本讲稿共138页式中,m为调频信号的最大频偏。对于设计良好的调制跟踪锁相环,在调制频率范围内H(j)1,相移H(j)也很小。因此,uc(t)确是良好的调频解调输出。各种通用锁相环集成电路都可以构成调频解调器。图829为用NE562集成锁相环构成的调频解调器。第81页，本讲稿共138页图829NE562调频解调器第82页，本讲稿共138页2.同步检波器如果锁相环路的输入电压是调幅波,只有幅度变化而无相位变化,则由于锁相环路只能跟踪输入信号的相位变化,所以环路输出得不到原调制信号,而只能得到等幅波。用锁相环对调幅信号进行解调,实际上是利用锁相环路提供一个稳定度高的载波信号电压,与调频波在非线性器件中乘积检波,输出的就是原调制信号。AM信号频谱中,除包含调制信号的边带外,还含有较强的载波分量,使用载波跟踪环可将载波分量提取出来,再经90移相,可用作同步检波器的相干载波。这种同步检波器如图830所示。第83页，本讲稿共138页图830AM信号同步检波器第84页，本讲稿共138页设输入信号为(866)输入信号中载波分量为Uicosit,用载波跟踪环提取后输出为uo(t)=Uocos(it+0),经90移相后,得到相干载波第85页，本讲稿共138页将ur(t)与ui(t)相乘,滤除2i分量,得到的输出信号就是恢复出来的调制信号。锁相环路除了以上的应用外,还可广泛地应用于电视机彩色副载波提取,调频立体声解码、电机转速控制、微波频率源、锁相接收机、移相器、位同步、以及各种调制方式的调制器和解调器、频率合成器等。第86页，本讲稿共138页8.4 频率合成器频率合成器8.4.1频率合成器及其技术指标1频率范围频率范围是指频率合成器输出的最低频率fomin和最高 频 率 fomax之 间 的 变 化 范 围,也 可 用 覆 盖 系 数k=fomax/fomin表示（k又称之为波段系数）。如果覆盖系数k23时,整个频段可以划分为几个分波段。在频率合成器中,分波段的覆盖系数一般取决于压控振荡器的特性。第87页，本讲稿共138页2频率间隔（频率分辨率）频率合成器的输出是不连续的。两个相邻频率之间的最小间隔,就是频率间隔。频率间隔又称为频率分辨率。不同用途的频率合成器,对频率间隔的要求是不相同的。对短波单边带通信来说,现在多取频率间隔为100Hz,有的甚至取10Hz、1Hz乃至0.1Hz。对超短波通信来说,频率间隔多取50kHz、25kHz等。在一些测量仪器中,其频率间隔可达兆赫兹量级。第88页，本讲稿共138页3频率转换时间频率转换时间是指频率合成器从某一个频率转换到另一个频率,并达到稳定所需要的时间。它与采用的频率合成方法有密切的关系。4准确度与频率稳定度频率准确度是指频率合成器工作频率偏离规定频率的数值,即频率误差。而频率稳定度是指在规定的时间间隔内,频率合成器频率偏离规定频率相对变化的大小。第89页，本讲稿共138页5频谱纯度影响频率合成器频谱纯度的因素主要有两个,一是相位噪声,二是寄生干扰。相位噪声是瞬间频率稳定度的频域表示,在频谱上呈现为主谱两边的连续噪声,如图8-31所示。第90页，本讲稿共138页图831频率合成器的频谱第91页，本讲稿共138页8.4.2频率合成器的类型频率合成器可分为直接式频率合成器,间接式（或锁相）频率合成器和直接式数字频率合成器。1直接式频率合成器（DS）直接式频率合成器是最先出现的一种合成器类型的频率信号源。这种频率合成器原理简单,易于实现。其合成方法大致可分为两种基本类型:一种是所谓非相关合成方法;另一种称为相关合成方法。第92页，本讲稿共138页2间接式频率合成器（IS）间接式频率合成器又称为锁相频率合成器。锁相频率合成器是目前应用最广的频率合成器,也是本节主要介绍的内容。直接式频率合成器中所固有的那些缺点,如体积大、成本高、输出端出现寄生频率等,在锁相频率合成器中就大大减少了。基本的锁相频率合成器如图832所示。当锁相环锁定后,相位检波器两输入端的频率是相同的,即(867)第93页，本讲稿共138页图832基本锁相频率合成器第94页，本讲稿共138页VCO输出频率fo经N分频得到(868)所以输出频率是参考频率fr的整数倍,即(869)第95页，本讲稿共138页转换时间取决于锁相环的非线性性能,精确的表达式目前还难以导出,工程上常用的经验公式为转换时间大约等于25个参考频率的周期。分辨率与转换时间成反比。例如fr=10Hz,则fs=2.5s,这显然难以满足系统的要求。(870）第96页，本讲稿共138页固定分频器的工作频率明显高于可变分频比,超高速器件的上限频率可达千兆赫兹以上。若在可变分频器之前串接一固定分频器的前置分频器,则可大大提高VCO的工作频率,如图833所示。前置分频器的分频比为M,则可得（871）第97页，本讲稿共138页图833有前置分频器的锁相频率合成器第98页，本讲稿共138页图834下变锁相频率合成器第99页，本讲稿共138页混频后用低通滤波器取出差频分量,分频器输出频率为（872）（873）因此第100页，本讲稿共138页3直接数字式频率合成器（DDS）直接数字式频率合成器是近年来发展非常迅速的一种器件,它采用全数字技术,具有分辨率高、频率转换时间短、相位噪声低等特点,并具有很强的调制功能和其它功能。当最低有效位为1加到相位累加器时,产生最低的频率,在时钟fc的作用下,经过了N位累加器的2N个状态,输出频率为fc/2N。加任意的M值到累加器,则DDS的输出频率为（874）第101页，本讲稿共138页图835DDS的组成框图第102页，本讲稿共138页DDS有如下特点:（1）频率转换时间短,可达毫微秒级,这主要取决于累加器中数字电路的门延迟时间;（2）分辨率高,可达到毫赫兹级,这取决于累加器的字长N和参考时钟fc。（3）频率变换时相位连续;（4）有非常小的相位噪声。（5）输出频带宽,一般其输出频率约为fc的40以内;（6）具有很强的调制功能。第103页，本讲稿共138页在PLL频率合成器中,设计时要考虑的因素有:（1）频率分辨率及频率步长;（2）建立时间;（3）调谐范围（带宽）;（4）相位噪声和杂散（谱纯度）;（5）成本、复杂度和功能。第104页，本讲稿共138页在DDS频率合成器中,设计时要考虑的因素有:（1）时钟频率（带宽）;（2）杂散（谱纯度）;（3）成本、复杂度和功能。第105页，本讲稿共138页DDS的杂散主要是由DAC的误差和离散抽样值的量化近视引起的,改善DDS杂散的方法有:（1）增加DAC的位数,DAC的位数增加一位,杂散电平降低6dB;（2）增加有效相位数,每增加一位,杂散电平降低8dB;（3）设计性能良好的滤波器。第106页，本讲稿共138页DDS和PLL这两种频率合成方式不同,各有其独有的特点,不能相互代替,但可以相互补充。将这两种技术相结合,可以达到单一技术难以达到的结果。图836是DDS驱动PLL频率合成器,这种频率合成器由DDS产生分辨率高的低频信号,将DDS的输出送入一倍频混频PLL,其输出频率为（875）第107页，本讲稿共138页其输出频率范围是DDS输出频率的N倍,因而输出带宽,分辨率高,可达1Hz以下。这种频率合成器取决于DDS的分辨率和PLL的倍频次数。其转换时间快,是由于PLL是固定的倍频环,环路带宽可以较大,因而建立时间就快,可达微秒级;N不大时,相位噪声和杂散都可以较低。第108页，本讲稿共138页图836DDS驱动PLL频率合成器第109页，本讲稿共138页图837是AD公司生产的DDS芯片AD7008,其时钟频率有20MHz和50MHz两种,相位累加器长度N=32。它不仅可以用于频率合成,而且具有很强的调制功能,可以完成各种数字和模拟调制功能,如AM、PM、FM、ASK、PSK、FSK、MSK、QPSK、QAM等调制方式。第110页，本讲稿共138页图837AD7008框图第111页，本讲稿共138页8.4.3锁相频率合成器1单环锁相频率合成器基本的单环锁相频率合成器的构成如图832所示。环中的N分频器采用可编程的程序分频器,合成器输出频率为式中fr为参考频率,通常是用高稳定度的晶体振荡器产生,经过固定分频比的参考分频之后获得的。这种合成器的分辨率为fr。（876）第112页，本讲稿共138页设鉴相器的增益为Kd,环路滤波器的传递函数为F（s）,压控振荡器的增益系数为K0,则可得单环锁相频率合成器的线性相位模型,如图838所示。图中,(877)(878)第113页，本讲稿共138页图838单环频率合成器线性相位模型第114页，本讲稿共138页由输出相位2（s）和输入相位1（s）可得闭环传递函数是(879)式中K=KdK0/N。因为相位是频率的时间积分,故同样的传递函数也可说明输入频率（即参考频率）fr（s）和输出频率fv（s）之间的关系。误差传递函数（880）第115页，本讲稿共138页将式（879）和式（880）与式（848）和式（849）相比较,单环锁相频率合成器的传递函数与线性锁相环的传递函数有如下关系:(881)第116页，本讲稿共138页图 839（a）是 通 用 型 单 片 集 成 锁 相 环L562（NE562）和国产T216可编程除10分频器构成的单环锁相环频率合成器,它可完成10以内的锁相倍频,即可得到110倍的输入信号频率输出,图839（b）为L562的内部结构图。第117页，本讲稿共138页图839L562的内部结构（a）L562频率合成器；（b）L562内部框图第118页，本讲稿共138页2变模分频锁相频率合成器在基本的单环锁相频率合成器中,VCO的输出频率是直接加到可编程分频器上的。目前可编程分频器还不能工作到很高的频率上,这就限制了这种合成器的应用。加前置分频器后固然能提高合成器的工作频率,但这是以降低频率分辨率为代价的。图840为采用双模分频器的锁相频率合成器的组成框图。第119页，本讲稿共138页图840双模分频锁相频率合成器第120页，本讲稿共138页模分频器有两个分频模数,当模式控制为高电平时分频模数为V1,当模式控制为低电平时分频模式为V。双模分频器的输出同时驱动两个可编程分频器,它们分别预置在N1和N2,并进行减法计数。在一个完整的周期中,输入的周期数为假若V10,则(882)(883)第121页，本讲稿共138页8.4.4集成锁相环频率合成器集成锁相频率合成器是一种专用锁相电路。它是发展很快、采用新工艺多的专用集成电路。它将参考分频器、参考振荡器、数字鉴相器、各种逻辑控制电路等部件集成在一个或几个单元中,以构成集成频率合成器的电路系统。第122页，本讲稿共138页1MC1451461MC1451461是一块20脚陶瓷或塑料封装的,由四位总线输入、锁存器选通和地址线编程的大规模单片集成锁相双模频率合成器,图841给出了它的方框图。第123页，本讲稿共138页图841MC1451461方框第124页，本讲稿共138页表84MC145146-1地址码与锁存器的选通关系第125页，本讲稿共138页ST（12端）:数据选通控制端,当ST是高电平时,可以输入D0D3输入端的信息,ST是低电平时,则锁存这些信息。PDout（5端）:鉴相器的三态单端输出。当频率fvfr或fv相位超前时,PDout输出负脉冲;当相位滞后时,输出正脉冲;当fvfr且同相位时,输出端为高阻抗状态。LD（13端）:锁定检测器信号输出端。当环路锁定时（fv与fr同频同相）,输出高电平,失锁时输出低电平。第126页，本讲稿共138页V、R(16、17端):鉴相器的双端输出。可以在外部组合成环路误差信号,与单端输出PDout作用相同,可按需要选用。图842是一个微机控制的UHF移动电话信道的频率合成器,工作频率为450MHz。第127页，本讲稿共138页图842采用MC1451461的UHF移动无线电话频率合成器第128页，本讲稿共138页图843给出了一个800MHz蜂窝状无线电系统用的666个信道、微机控制的移动无线电话频率合成器。接收机第一中频是45MHz,第二中频是11.7MHz,具有双工功能,收发频差45MHz。参考频率fr7.5kHz,参考分频 比 R 1480。环 路 总 分 频 比 NT 32*N A2750128188,N=859880,A=031,锁相环VCO输出频率fvNTfr206.2575211.410MHz。MC145145-1与MC145146-1结构类似,不同点在于MC145145-1是单模锁相频率合成器,其可编程N计数器为14位,则N=316388。第129页，本讲稿共138页图843采用MC1451461的800MHz移动无线电话频率合成器第130页，本讲稿共138页2MC1451511MC1451511是一块由14位并行码输入编程的的单模CMOS、LSI单片集成锁相频率合成器,其组成方框图如图844所示。第131页，本讲稿共138页图844MCA1451511方框图第132页，本讲稿共138页MC1451511是28脚陶瓷或塑料封装型电路,现将各引出端的作用说明如下:OSCin、OSCout（26、27端）:参考振荡器的输入和输出端。RA0、RA1、RA2（5、6、7端）:参考地址输入端。fin（1端）:N计数器的输入端。fv（10端）:N计数器的输出端。N0N13（1120及2225端）:N计数器的预置端。TR（21端）:收发控制端。第133页，本讲稿共138页PDout（4端）:PDA三态输出端。R、V（8、9端）:PDB两个输出端。LD（28端）:锁定检测输出端。图845是一个采用MC1451511的单环本振电路。图846为一个采用MC1451511组成的UHF陆地移动电台频率合成器。第134页，本讲稿共138页表85MC145151-1参考地址码与参考分频比的关系第135页，本讲稿共138页图845采用MC1451511的55.5MHz本振电路第136页，本讲稿共138页图846采用MC1451511组成的UHF陆地移动电台频率合成器第137页，本讲稿共138页与MC145151-1对应的是MC145152-1,它是一块由16位并行码编程的双模CMOS、LSI单片锁相频率合成器,除程序分频器外与MC145151-1基本相同。MC145151-1是单模工作的,而MC145152-1是双模工作的。第138页，本讲稿共138页