交错并联式双管正激变换器及其控制电路毕业论文.doc

摘要本文主要研究了交错并联式双管正激变换器及其控制电路。相比于其他隔离式DC/DC变换器，交错并联结构的双管正激变换器有自动实现励磁能量的回馈，结构简洁等优点。同时，其主功率管只需承受电源电压，从而选择面更广。此外，其并联结构缩小了输出滤波电感的体积，降低了器件的应力，从而进一步减小了损耗。在控制电路的设计方面，考虑到电源输出电压范围的可控性，本文采用电压反馈控制方式，选用UC3825型脉宽调制器。本文列举了DC/DC变换的各种拓扑，比较了四种PWM控制模式，分析了交错并联式双管正激变换器的工作原理及其工作过程，详细推导并建立了带有电压反馈控制的双管正激变换电路的小信号模型，设计了补偿网络，给出了主电路和控制电路的工程计算。最后，对系统进行频域、时域仿真，并给出相关分析。关键词：双管正激变换器、电压反馈控制、小信号模型、补偿网络、仿真常州工学院毕业设计论文AbstractThis paper studies the parallel dual interleaved forward converter and its control circuit. Different to other isolated DC/DC converters, the parallel dual interleaved forward converter can feedback excitation energy automatically, also, simple structure is the one of the systems advantages. Meanwhile, the power switches only need to work just under the main power voltage, which makes the designers have a wider range of choosing the power switches. In addition, the parallel structure reduces the volume of the output filter inductance, reducing the stress of the device, thereby, further reducing the loss. In the control circuit design, taking into account of the controllability of the range of the output voltage, we use voltage feedback control method, and chose the UC3825 voltage pulse width modulator. This article lists the DC/DC conversion of the various topologies, makes a comparison of the four PWM control modes, analyzes the parallel dual interleaved forward converters operating principle and working process, derives in detail and establish the small signal model, designs the compensation network, and carries out the main circuits and control circuits engineering calculation. Finally, this paper makes the system frequency and time domain simulation, and make some correlation analysis.Key words: dual forward converter, voltage feedback control, small signal model, compensation network, simulationI常州工学院毕业设计论文目录摘要IAbstractI目录II第1章绪论11.1开关电源概述11.2本课题研究意义11.3隔离式DC/DC变换拓扑列举21.4反馈控制模式分类41.5本课题方案研究71.5.1功率电路选择71.5.2控制电路的选择81.6本文研究的主要内容81.7本章小结8第2章 功率电路状态分析及其参数设置92.1功率电路结构及其工作原理分析92.1.2电路结构分析92.1.2功率电路工作原理分析92.2主电路参数设计142.2.1技术指标142.2.2功率电路变压器设计152.3.3主功率开关管的选择192.3.4二极管的选择192.3.5输出滤波电感的选择202.3.6输出滤波电容的选择212.4本章小结21第3章 系统建模与控制电路的设计223.1功率电路建模223.1.1小信号模型的建立223.1.2标准型等效电路的建立253.2电压控制脉宽调制器建模与系统稳态传递函数的建立283.2.1电压控制型开关调节电路原理介绍283.2.2脉宽调制器的数学模型283.2.3电压控制系统原始回路稳态传递函数的建立293.2.4补偿网络的设计313.3控制电路结构343.3.1 UC3825外围电路343.3.2主功率管驱动电路363.3.3过流保护电路373.4本章小结38第4章 电路仿真394.1仿真软件简介394.2系统时域仿真404.2.1时域仿真电路及其波形404.2.2时域仿真分析444.3本章小结45结论46参考文献47致谢50附录1III常州工学院毕业设计论文第1章绪论1.1开关电源概述随着电力电子技术的飞速发展，固态化静止型功率变换电源已经发展成为电力电子技术的三大应用领域之一(另两个是“运动控制”和“电力品质控制”)。其中，开关类电源是技术含量较高的一大类产品。它们的功率不断增大，已经从几十、上百瓦扩展到数百千瓦，继计算机、电视机中的应用而成功地跨入程控交换机、移动电话等通讯电源中，正在或即将为电镀、电解(化工电解和有色金属电解)行业提供“开关整流器”。体现了效率高、体积小、重量轻、效益好等许多优点。四十多年来，随着功率半导体器件品种的增加和性能的改善，以DC/DC(直流/直流)变换器为代表的开关电源主电路拓扑经历了“史前期”、“奠定期”和“成熟期”等几个阶段，演变成从理论到实践都十分完备的独立技术和独立产品产业，产生很大的社会经济效益。这是几代人持续奋斗，许多人不断贡献所共同积累的结果。如今，广泛应用于生产的各个领域的开关电源已具备以下几个突出优势：(1)效率高，开关稳压电源调整开关管的工作状态，在截止期间，开关管内无电流流经，因此不消耗功率，大大提高了电能使用效率，而传统使用的调整串连型稳压电源的晶体管一直工作在放大区，功耗大，效率低。(2)开关管在开关状态，功率消耗小，不需要采用大功率散热装置。这样，机内温升低，元器件不会因为长期工作在高温环境下而损坏，提高了整机的稳定性和可靠性。(3)稳压范围较宽，适用于电网电压波动较大的地区。(4)体积小。开关电源可对电网输入的交流电直接进行整流，再由脉冲变压器获得各组相异的脉冲电压，省去了笨重的工频变压器，同时节省了大量漆包线和硅钢片，大大缩小了电源的体积，减轻了电源的重量。(5)安全性高。开关电源一般都具有自动保护功能，当稳压电路、高压电路或负载出现故障时，能自动切断电源，起可靠保护作用。1.2本课题研究意义依据开关电源的发展史及其应用领域，开关电源的主电路拓扑可分为两类：非隔离型和隔离型。非隔离型是指在工作期间输入源和输出负载共用电流通路，具体有降压、升压、升降压、cuk、Sepic和Zeta型等。隔离型是指其能量的转换依靠一个相互耦合的磁性元件(变压器)来实现的，而且从源到负载的耦合借助的是磁通而不是共同的电路，包括正激式、反激式、推挽式、半桥式、全桥式等。由于非隔离式变换器工作时占空比较小，利用率较低。与隔离式变换器相比，在相同频率下工作时，流经功率管的电流较大，开关应力较大，因此非隔离式变换器对元器件的损耗也较大。因此，非隔离式变换器具有较大发展空间。现代的一部分电子设备既要使用高压直流电又需要220V的额定交流电，对此采用的方法一般是先进行DC/AC逆变，得到220V交流电，需要高压直流电时再进行AC/DC整流，从而得到需要的直流电。但另一部分的设备不需要交流电，只需单纯的直流电作为电源，例如安全防护报警装置、消防报警装置、事故照明等。此时，电源的设计就可以采取绕过DC/AC逆变，而直接进行DC/DC变换的方案。现对两种方案进行比较，从电源效率来看：使用逆变器的方案，电路需要经过两级变换，从而电能也要损耗两次，电源的效率降低；而DC/DC方案只要一级变换，损耗小。此外，逆变器方案元器件较多，体积庞大；而DC/DC方案电路和驱动都较为简单，重量轻，体积小。通过对比，在仅需直流电供电的设备中，DC/DC供电方案有其明显的优势。本课题实现的就是12/264V的DC/DC变换。鉴于以上原因，本课题具有较高的研究价值。1.3隔离式DC/DC变换拓扑列举(1)正激式变换器如图1.3.1所示，输入输出电压隔离，易实现多路输出，变压器原边通过复位电路对磁芯进行磁复位，将变压器激磁时储存的能量回馈到输入端。这种拓扑存在明显的不足：其一，变压器铁芯单向磁化，利用率低；其二，该电路主功率管需承受两倍的输入电压，介于此原因，它只能应用于低压输入电路。其三，实际运用中，主功率管的占空比一般小于0.5；最后，添加去磁绕组原理固然简单，但这样做使变压器的结构趋于复杂，制造工艺水平的高低将会对电路性能产生一定影响。图1.3.1正激式变换器(2)反激式变换器如图1.3.2，反激变换器的变压器不同于一般电路的变压器，它实际上为耦合电感，起着输入输出隔离并储存能量的作用。反激式变换器电成本低，可靠性高，驱动简单。有以下缺点：首先，输出功率受到变压器储能的限制，只能用于小功率和消费电子设备。其次，实际工程中，输出电压脉动比较大。最后，变换器的开关电压应力与其最大工作占空比相关，最高能达到34 倍的输入电压。从输出端看，反激式变换器是电流源，应用时不能开路。其电路形式相似于与正激式变换器，主功率管也要承受两倍输入电压，占空比通常也小于0.5，变压器的接法也不同。图1.3.2 反激式变换器(3)推挽式变换器如图1.3.3，推挽式变换器可以看成是两个完全对称的单端正激式变换器的组合，因此，在工作时变压器铁芯是双向磁化的，在相同铁芯尺寸下，推挽式电路能够比正激式电路输出更大功率。但就因其结构的特点，电路必须有良好的对称性，否则容易引起直流偏磁饱和。其次，该设计下变压器原边会有漏感，因此主功率管会遇到很高的电压尖峰，这就要求主功率管必须能承受大于两倍电源电压的压力。图1.3.3 推挽式变换器(4)半桥式变换器如图1.3.4，电路结构简单，功率器件少，且功率管只承受电源电压，变压器铁芯不存在直流偏磁现象，变压器只需一个原边绕组，通过加正反向电压得到正反向磁通，利用率高，在高压中功率场合得到广泛应用。图1.3.4 半桥式变换器(5)全桥式变换器如图1.3.5，功率管只要承受电源电压，铁芯利用率高，通常采用软开关工作方式，但缺点是功率器件较多，控制及驱动电路较复杂，存在直通现象。因此经常用于大功率场合。图1.3.5 全桥式变换器1.4反馈控制模式分类在开关电源中，控制电路通过控制功率级开关器件的占空比D来控制输出电压，在电感电流连续导电模式(Continuous Conduction Mode，CCM)中，D =(开通时间ton)/(开通时间ton + 关断时间toff)。按照占空比的实现方式，开关电源的控制方式可以分为定频控制和变频控制。定频控制，即通常所说的脉宽调制(Pules Width Modulation，PWM)技术，其开关频率恒定不变，通过调整一个周期内开关开通的宽度来调节输出电压；变频控制(PFM)则有:定开通时间、定关断时间、迟滞比较等几种控制方式。综合考虑各方面因素，本课题选用PWM控制模式，下面是目前常用的4种PWM控制模式。(1)电压控制模式电压模式控制如图 1.4.1所示，电压模式控制电路采用脉宽调制，仅含一个电压反馈闭环。电路将直流信号先经过电压误差放大器放大，再将得到的慢变化信号与恒定平率的三角波上斜坡比较，得到最终的脉冲宽度。图1.4.1电压控制模式(2)峰值电流控制模式峰值电流模式，如图1.4.2所示，电路将误差电压信号送至比较器，与一个变化的其峰值代表电感电流峰值的三角状波形信号比较，而不是与振荡电路所产生的固定三角波电压斜坡信号比较，从而确定PWM 脉冲关断时刻。此模式通过直接控制峰值输出侧的电感电流的大小，从而间接控制PWM 的脉冲宽度。此外，峰值电流模式是双闭环控制系统：外环电压环，内环电流环。电流内环能对逐个脉冲做出迅速反应。电路的功率级是一个由电流内环控制的电流源，而此功率级的电流源受电压外环的控制。峰值电流模式带宽比电压模式大得多。图1.4.2峰值电流控制模式(3)平均电流控制模式平均电流模式控制PWM 电路，如图1.4.3所示，将误差电压接至电流误差信号放大器的同相端，。将带有锯齿纹波分量的电感电流信号接至电流误差信号放大器的反相端。电流误差信号放大器的输出信号经过电流放大器放大后，得到平均电流跟踪误差信号。将此信号（下坡）与三角锯齿波信号（上坡）比较，从而得到PWM 关断时刻。为了避免次谐波振荡，必须注意平均电流跟踪误差信号的上斜坡不能超过三角锯齿波信号的上斜坡。图1.4.3平均电流控制模式(4)滞环电流控制模式滞环电流模式控制模式，如图1.4.4所示，将电感电流信号与两个电压值进行比较，较大的控制电压值Vmax由输出电压与基准电压的差值经放大器放大得到，它控制开关管的关断时刻；较小的电压值Vmin由控制电压Vmax减去一个固定电压值U得到，U为滞环带，Vmin控制开关管的开启时刻。滞环电流模式是由输出电压值Uo、控制电压值Vmax及Vmin 三个电压值确定的一个稳定状态，去除了发生次谐波振荡的可能性。图1.4.4滞环电流控制模式1.5本课题方案研究1.5.1功率电路选择根据本章1.3节的比较，综合各方面因素，本文选择交错并联式双管正激变换器作为研究对象。其电路拓扑如图1.5.1.1所示。电路采用两条支路交替工作，一方面降低了开关应力，另一方面省去了复杂的磁复位电路，本身就能可靠的给变压器复位。电路的每一条支路都由一个功率开关管和一个二极管组成，不会有直通现象。图1.5.1.1交错并联式双管正激变换器功率电路图交错并联式双管正激式DC/DC变换器有以下特点：第一，任何工作条件下，开关管所承受的电压不会超过输入电压。第二，与单端正激式DC/DC变换器相比，它无须复位电路，这有利于简化电路和变压器的设计；其功率器件可选择较低的耐压值；其功率等级也会很大。第三，两个开关管的工作状态一致，会同时处于通态或断态，其开关管比较容易选择。第四，本课题采用两个并联单元以相位相差180°互补方式工作的交错并联结构，该结构能将同频工作下的开关管输出电压频率提高一倍，减小了输出滤波电感的大小。第五，两路并联的结构使输出电压占空比翻倍，整流侧的输出电压占空比可在01之间变化，既提高了电路响应能力，又简化了驱动设计。同时也将整流侧的峰值电压减小了一半，续流时间缩短，这有利于续流二级管的选择。第六，该结构可以使每个并联支路流过的功率更小，从而使热分布均匀，消除变换器的“热点”，减小了功率器件的功率损耗，能充分发挥低功率、高速半导体器件的作用，进一步提高了设计整体的开关频率，缩小了变压器的体积。综上所述，交错并联式双管正激电路结构不需添加其他回路就能实现励磁能量的回馈，结构简洁，损耗低。同时，主功率管只需承受电源电压，从而选择面更广。而并联结构缩小了输出滤波电感的体积，降低了器件的应力，从而减小了损耗。1.5.2控制电路的选择本课题的控制电路包括PWM控制器电路、电压检测电路、补偿网络、过流保护以及开关管的驱动电路等部分构成。由于课题指标对变换器的输出电压范围精度要求较高，所以采用电压反馈控制方式。芯片采用UC3825电压型脉宽调制器。输出电压反馈信号跟随基准电压变化而变化，误差信号经放大、比较后，送给PWM控制器，从而调节开关管驱动信号的占空比，实现控制输出电压的目的。系统的控制框图如图1.5.2.1所示。放大器PWM控制器功率电路电压检测电路Vg 10.813.1V过流保护UiUo_+图1.5.2.1电压控制框图1.6本文研究的主要内容本文第一章叙述了本课题研究的意义，列举并比较了各种拓扑，给出了课题研究方案。第二章分析了功率电路的运行模态，计算了元器件的参数。第三章详细推导了电路数学模型，设计补偿网络。第四章对第三章所建立的控制电路，用Matlab、Psim进行闭环仿真，从仿真结果验证设计的可行性。最后第五章总结了全文。1.7本章小结本章叙述了开关电源概况和本课题研究的意义，列举并比较了各种拓扑结构，给出了课题研究方案及其控制框图。第2章功率电路状态分析及其参数设置2.1功率电路结构及其工作原理分析2.1.2电路结构分析功率电路拓扑结构如图1.5.1.1，电路采用两路并联结构，变压器起隔离和变压的作用。V1、V2、D1、D2构成一条支路，V3、V4、D3、D4构成第二条支路，它们工作频率大小相等，功率管工作相位相差180°。因为有能量释放通路，变压器初级无须再有复位绕组，同时D1、D2、D3、D4的导通限制了两个调整管关断时所承受的电压。输出回路需有两个整流二极管D5、D6和一个续流二极管D7。电感器L1是滤波电感，C2是输出滤波电容。CV1CV4分别为V1V4的漏源结电容，变压器一次侧与二次则匝数比为N=N1：N2。2.1.2功率电路工作原理分析在进行具体的工程计算之前，先在理想状态下分析电路工作原理。理想假设如下：(1)变换器以工作在稳定状态；(2)滤波电感足够大，以保证在功率开关的一个周期中，其电流基本不变；(3) 电路中所有元器件均为理想器件。交错并联式双管正激变换器波形图如图2.1.2.1所示。其中，UV1,2，UV3,4分别为加在开关管V1、V2、V3、V4栅极和源极间的驱动电压，UD1,2， UD3,4分别为加在二极管D1、D2、D3、D4上的电压。VV1,2，VV3,4分别为开关管V1、V2、V3、V4两端的电压。根据波形图，可以把电路的一个工作周期分为6个模态，分别如图2.1.2.22.1.2.7所示。模态1t0t1如图2.1.2.2所示，在t0时刻，开关管V1、V2导通，二极管D1、D2截止。电源与变压器T2原边线圈接通，电流上升，向T2副边传送电能。副边电路中整流二极管D6导通，续流二极管D7截止，负载两端电压上升。与此同时，开关管V3、V4截止，二极管D3、D4导通，储存在变压器T1原边的电能通过D3、D4形成回路回馈电源，电流减小。在本模态时段中，D1、D2、V3和V4上承受输入电压，而D5要承受变压器副边电压的两倍。变压器原边励磁电流计算如下： (2-1) (2-2)其中，L1M、L2M分别为变压器T1、T2原边线圈的磁化电感。I1M(max)为L1M在S1、S2导通那一瞬间的电流值。UV1,2VV1,2UD3,4VV3，4UD1,2UV3,4i1mi2mUD7t0t1t2t3t4t5t61/2UiUinUin1/2UiUin1/2Ui1/2UiDT图2.1.2.1变换器工作波形图图2.1.2.2t0t1模态2t1t2如图2.1.2.3所示，本模态时段中，V1、V2仍然导通，向变压器副边供电。与模态1不同的是，在t1时刻，变压器T1原边励磁电流i1m(t1)降为0，D3、D4随之截止，V3、V4漏源结电容CV3、CV4开始谐振。由于CV3、CV4的放电作用，i1M反向流动，在此模态时段内，若CV3、CV4放电完毕，则V3、V4两端电压降为0，此时因V3、V4体二极管导通，V3、V4两端电压只能箝位为0。因为V1、V2的导通，使得副边回路中续流二极管D7不工作，D7上的电压箝位在Ui/N，变压器T1副边电压略小于/N，T1原边电压谐振至。电路中漏源结电容CV3、CV4与T1原边线圈构成LC振荡电路，C总为CV3、CV4的等效总电容，则： 又因为CV3=CV4，所以，则： (2-3)(2-4)(2-5)其中， 。由公式(2-3)(2-5)，得出在t2时刻：(2-6)(2-7)图2.1.2.3t1t2模态3t2t3如图2.1.2.4所示，开关管V1、V2截止，随之D1、D2导通，V1、V2被箝位在，该支路开始续流，电能回馈电源。变压器T2原边励磁电流减小。(2-8)本模态持续时间为，因此在t3时刻：(2-9)图2.1.2.4t2t3在此时段，D6截止，D7开通，副边iL通过D7续流。T1的原边继续谐振，从而线圈同名端电压为正，使得D5、D7同时导通，T1副边电压箝位于0，因此T1原边与V3、V4漏源结电容构成谐振电路，释放漏感储能，T2原边磁化电流降至0,。此刻，V3、V4上所加电压为/2，并保持至下一个导通状态。模态4t3t4如图2.1.2.5所示，开关管V3、V4导通，二极管D3、D4截止。电源与变压器T1原边线圈接通，励磁电流上升。副边电路中整流二极管D5导通，续流二极管D7截止，负载两端电压上升。与此同时，开关管V1、V2截止，二极管D1、D2导通，储存在变压器T2原边的电能通过D1、D2形成回路回馈电源，电流减小。变压器原边电流计算如下： (2-10)(2-11)图2.1.2.5t3t4模态5t4t5如图2.1.2.6所示，本模态时段中i2M重复i1M谐振的过程。(2-12)(2-13)图2.1.2.6t4t5模态6t5t6如图2.1.2.7所示，开关管V3、V4截止，随之D3、D4导通，V3、V4被箝位在，该支路开始续流，电能回馈电源。变压器T1原边励磁电流减小。(2-14)图2.1.2.7t5t62.2主电路参数设计2.2.1技术指标本设计应用目标为车载电源，其输入直流电压在10.8V-13.1V间波动，电路等效于全桥整流电路，实现输出电压为220V的1.2倍，即264V。则指标如下：输入直流电压( Vin ):12VDC(电压范围：10.8V-13.1V);输出电压( VO )：264VDC;输出功率(PO)：200W;电源效率()：大于80%;主功率管开关频率：100kHz;短路能力：输出短路时具有电流限制能力，故障解除后能自然恢复;保护功能：具有输出过压和欠压保护、过流和短路保护、输入反极性保护以及输入欠压保护。2.2.2功率电路变压器设计.变压器铁芯的工作状态及要求由于功率电路变压器的励磁电压是单向脉冲电压，从而铁芯的磁状态工作于局部磁滞回线上。变压器线圈内电阻压降和功率开关管的导通压降先不考虑在内，只分析主电路中变压器铁芯的内磁通变化规律，关系式如下：TON 期间： (2-15)TOFF 期间(t2t3)：(2-16)其中，N1为变压器原边线圈匝数，Sc为铁芯截面积，Ui为功率电路输入电压。如图2.2.2.1所示，功率开关管开通，就产生了励磁电流，B为磁感应强度，其值由剩磁Br开始线性增加，直到满磁Bm。功率开关管关断后，B由Bm趋向Br，t4时刻，漏源结电容开始谐振，因此励磁电流开始反向流动，这时，B由Br再进一步减小。当原边电压为零时，B达到最小值，随后增大至剩磁Br。由于双管正激电路谐振现象的存在，变压器很可能会被双向磁化，以变压器T2为例，如图2.2.2.1.1所示，但短时间内的谐振并没有使铁芯磁感应B发生明显变化，所以，在主功率管重新开通时，B又可以重新恢复至Br。在设计铁芯时，为保证铁芯工作时不发生饱和，取DB的值至少为Bm-Br。DB的计算由公式(2-15)变型，得：(2-17)UV1,2UT2原边t0t1t2t3t4t5t6BmBrB图2.2.2.1变压器原边线圈电压与铁芯磁感应B的波形这种类型的工作状态对铁芯材料有如下几点要求：第一，铁芯应尽量工作于局部磁滞回线，因为这样所包围的面积较小，损耗也较低；进一步来说，局部磁滞回线的磁导率是较低的。第二，为使铁芯不发生饱和，必须取Bm<Bs，即DB<Bs-Br，但因如此，铁芯利用率很低。要提高铁芯利用率，就要增大DB，所以铁芯应选择高Bs及低Br的材料；或将铁芯开一个小气隙，以达到降低Br的目的，但这样做的同时增大了励磁电流，从而又增加了损耗。在具体工程中应折中考虑。总之，应选择高Bs、低Br、高有效磁导率ue及低损耗的磁性材料。本文选取的磁性材料是铁氧体材料EE型的R2KBD，它的饱和磁密Bs达到510mT，尽管剩磁不是最低，但DB较大，且电阻率高，可工作于150kHZ的频率以下，能够满足电路需求。.变压器设计1下面对交错并联式双管正激电路进行变压器设计：指标：输入电压Ui=12V(10.8V13.1V)输出电压Uo=264V输出功率Po=200W（本设计按1倍过流计算）工作频率fs= 100kHz(1)选取铁氧体材料，型号为EE型R2KBD电路是驱动起动，不会出现合闸瞬间的冲击电流所引起的变压器饱和，因此确定工作磁感应强度为：(2-18)(2)铁芯型号的计算与确定由交错并联的特点，变压器传递的脉宽小于T/2，T为周期，这里最大导通时间为0.47T，铁芯的功率处理能力由铁芯尺寸决定，所以，工程设计一般按输出功率来确定铁芯型号。本设计取DB=2000GS，由并联取输出功率Po=200W，有：(2-19)其中，主功率管开关频率为100kHZ，填充系数Kc= 0.9，铁芯窗口利用系数Ku=0.3，导线的电流密度j=300A./cm2。选取EE33铁芯，它的有效截面积与铁芯窗口面积的计算如下：因此：该铁芯的SQ值大于计算值,选定该铁芯型号。(3)绕组计算输入电压最低10.8V，这里取10V计算，导通比选取最大值D=0.47，按输入电压最低、输出满载的状况，计算原、副边线圈匝数：(2-20)原边绕组匝数为：取N1=2匝。(2-21)副边绕组匝数为：（UD为整流二极管的压降，r为副边导线电阻）取N2=57匝。有效占空比为：(2-22)(2-23)(4)导线线径的计算与选定首先，计算原副边线圈电流的有效值。暂不考虑流经N2与滤波电感电流的纹波，因此流过N2的电流幅值就等于流过电感电流的平均值，即负载电流Io。(2-24)N2边的电流有效值：(2-25)原边电流幅值： (2-26)取磁化电流Iu等于5%，则：(2-27)因此，流过原边的有效值为：(2-28)由电流密度j=3 A/mm2，分别计算N1、N2的导线截面积：(2-29)(2-30)考虑到电流集肤效应，工作频率为100kHZ时，导线线径应小于0.418mm。结合工程要求，选取导线为：原边：0.25mm的铜皮绕2匝，副边：f0.67的铜线绕57匝。可采用原副边夹绕的方法以减小漏感。(5)铁芯窗口面积的核算取铜皮的宽度为26mm，厚度为0.25mm，f0.67mm的铜线的截面积为0.353mm2。得窗口利用系数为：(2-31)这说明，线圈能绕得下，变压器设计全部完成。2.3.3主功率开关管的选择由变压器设计可知，原边电流有效值为15.0A，它等于流经功率开关管电流的有效值。而开关管的最大承受电压为13.1V，因此，选取功率开关管IRL1004，它的最大漏源电压UDSS=40V，最大漏极电流平均值ID=130A，Ciss=5330PF, Coss=1480PF, Crss=320PF, 导通电阻RD= 9mW，能够满足电路要求。2.3.4二极管的选择(1) 原边续流二极管的选取交错并联式双管正激电路，原边续流二极管所流经的电流等于变压器原边的磁化电流。取磁化电流的峰值等于5%的负载电流峰值，可得磁化电流的峰值为：(2-32)这里，磁化电流流经原边续流二极管的时间为(1-D)T，则可算出磁化电流有效值：(2-33)根据计算，选取续流二极管为肖特基二极管1n5822，最大反向耐压为40V，最大平均电流为3A。(2) 副边整流二极管的选取副边整流二极管最大反向电压为两倍的副边电压，有：(2-34)最大电流有效值：(2-35)因此选取副边整流二极管为MUR8100，它是快恢复二极管，其最大平均电流为8A，最大反向耐压达1000V。(3) 副边续流二极管的选取计算副边续流二极管的最大反向耐压：(2-36)计算最大电流有效值：(2-37)由二极管的反向恢复性，它存在电压尖峰，因此，还是选取MUR8100这种快恢复二极管。2.3.5输出滤波电感的选择双管正激变换器属于Buck族电路，可等效为开关频率高一倍的Buck电路。现将本文的双管正激变换电路等效为一个基本Buck电路，其Ui=12×57/2=342V，U0=264V，Po=200W，fs=100kHz。当开关管导通、截止时变换器的基尔霍夫电压方程分别为式(2-38)(2-39)。 (2-38) (2-39)其中，设二极管的通态压降VD=0.5V；电感内阻的压降VL=0.1V；开关管导通压降VON=0.5V。 再根据电路条件，列出(2-40)和(2-41)方程式： (2-40)(2-41)联立(2-38)(2-41)，得： 。此时，占空比，在式(2-22)、(2-23)计算的范围内。为了保证电流的脉动小于0.15A，可将电感的值，适当放大些，可以取2mH。2.3.6输出滤波电容的选择由滤波电路电压脉动公式：(2-42)由式(2-41)、(2-42)得电容等效电阻ESR：(2-43)虽然电解电容的生产厂家不会明确给出电容的ESR值，但电容的为常数，约为本课题选择，由式(2-43)中得到RESR=，得到C=4.55。取滤波电容C=5。2.4本章小结本章分析了功率电路的工作原理，并对一个周期内的不同状态分别进行了等效电路分析。根据分析结果，选定了变压器、功率开关以及各种二极管的型号，并进行了相应的工程计算，确定了滤波电感电容的大小。第3章系统建模与控制电路的设计3.1功率电路建模本文使用状态空间平均法对交错并联式双管正激电路建立数学模型。状态空间平均法的建模思路相同与基本建模思想，即在某一静态工作点中引入小信号的扰动，以获得系统在加入正弦小信号扰动之后的微小变化，再用状态方程形式对基本建模法加以整理，简化计算过程，使各种不同结构变换器的解析模型具有了统一的形式。3.1.1小信号模型的建立交错并联式双管正激电路属于Buck族，与Buck基本电路不同的是，它加入了变压器进行了升压和隔离。其交错并联的工作模式，可以等效为一个开关频率高一倍的Buck电路，即，其中n为变压器原副边匝数比，为等效输入电压，为等效开关频率。为了方便分析，特作如下假设：(1)所有开关器件皆为理想器件，即损耗为零；(2)扰动信号远小于输入稳态信号；(3)变换器的开关频率比低通滤波器的转折频率大得多;(4)电路工作于电流连续模式(CCM)。在CCM模式下，交错并联式双管正激电路在一个周期内有两个开关状态，如图3.1.1.1所示。(a)导通状态(b)关断状态图3.1.1.1交错并联式双管正激电路两种工作状态工作状态1此时变压器副边电路整流二极管导通，续流二极管截止，等效电路图如图3.1.1.1(a)所示，电感电压vL(t)与电容电流ic(t)分别为：(3-1)输入电流ig(t)即为电感电流i(t)，输出电压v(t)即为电容电压，则有(3-2)将(3-1)与(3-2)写成状态方程与输出方程的形式为(3-3)(3-4)由式(3-3)和(3-4)得出A1、B1、C1和E1分别为：(3-5)工作状态2此时变压器副边电路整流二极管截止，续流二极管导通，等效电路图如图3.1.1.1(b)所示，电感电压vL(t)与电容电流ic(t)分别为：(3-6)由于该状态时，变压器副边电路正在续流，因此输入电流为零，则(3-7)输出电压v(t)仍为电容电压v (t)本身。将(3-6)和(3-7)式整理为状态方程和输出方程的形式，得(3-8)(3-9)由式(3-8)和(3-9)得出A2、B2、C2和E2分别为：(3-10)根据式(3-5)和(3-10)求得矩阵A、B、C和E，分别为：(3-11)(3-12)(3-13)(3-14)与状态向量和输出向量相对应的直流分量向量分别为X=1，VT，U=Vg，和Y=Ig，VT。确定交错并联式双管正激电路的静态工作点为(3-15)(3-16)由式(3-15)得交错并联式双管正激电路的电压变比与电感电流的稳态值分别为(3-17)