开关电源的过载保护电路设计(完整版)实用资料.doc

开关电源的过载保护电路设计（完整版）实用资料(可以直接使用，可编辑 完整版实用资料，欢迎下载）2021年7月25日第26卷第4期Telecom Power Technology J ul. 25, 2021, Vol. 26No. 4 收稿日期:2021204222作者简介:刘雪山(19812 , 男, 吉林松原人, 西南交通大学电气工程学院硕士研究生, 研究方向为开关电源技术及应用。杨静(19832 , 女, 重庆南川人, 西南交通大学电气工程学院硕士研究生, 研究方向为开关电源技术及其品质保证技术。文章编号:100923664(2021 0420045204设计应用开关电源的过载保护电路设计刘雪山1, 杨静1, 张鸿儒2(1. 西南交通大学电气工程学院, 四川成都610031; 2. 西南交通大学信息科学与技术学院, 四川成都610031 摘要:基于UC 3842的反激式开关电源, 文中从原理和实验两方面分析了恒功率控制和恒电流控制的过载保护电路, 阐述了各自的特点, 并提出了一种适用于短暂过载场合的延时锁定关断过载保护电路, 实验证明此电路工作于保护模式时开关元件无开关应力, 为高峰值负载电源过载保护电路的设计提供了一种有效的方法。关键词:开关电源; 打嗝模式; 开关应力; 锁定保护; 中图分类号:TN 86, TM 46文献标识码:ADesign of Over Load Protection Circuit for Switching Mode Power SupplyL IU Xue 2shan , YAN G Jing , ZHAN G Hong 2ru(1. School of Electrical Engineering , Southwest Jiaotong , , ; 2. School of Information Science &Technology , Southwest , China Abstract :Based on fly 2back converter with UC 3842, of constant power control and constant current control are analyzed from characteristics of these two overload protection circuits are presented. A for transient overload is proposed. Experi 2ment results verify that stress in protection mode , which provides an effective method to for mode power supply with high peak load.Key ; ; switching stress ; latch protection0引言电源在一个典型的系统中担当着非常重要的角色, 从某种程度上可以看成系统的心脏。电源在给系统电路提供持续、稳定能量的同时, 还要能使系统免受外部及内部的侵扰和损害, 如浪涌电流、雷击电流以及系统故障引起的电源损坏等, 这就需要各种保护电路1。开关电源设计中, 对负载的保护以及因负载失效而对电源的保护是设计中需要考虑的很重要的方面, 选择合适的保护电路, 将它们结合在一起, 会使产品性能得到提高1。本文基于UC 3842的反激式开关电源从原理和实验上分析了恒功率控制和恒电流控制的过载保护电路, 阐述了各自的特点及应用场合, 并提出了一种适用于短暂过载场合的延时锁定关断过载保护电路。实验证明此电路工作于保护模式时开关元件几乎无开关应力, 为高峰值负载电源过载保护电路设计提供了一种有效的方法。1恒功率控制过载保护电路UC 3842控制的电流型反激式开关电源原理图如图1所示, 它采用双环控制模式, 一个是检测输出电压的电压外环, 一个是检测开关电流的电流内环, 而与电流内环并行的是逐周期限流的功率限制模块2, 3。其中U in 为全电压范围全桥整流后的直流电压, U th 对应PWM 芯片的限制功率点, 由于齐纳二极管Z 1的作用, U th 的电压值钳位在1V , 使电感峰值电流受到限制, 进而实现功率限制。当输出负载达到功率限制点后, 随着负载电流的继续增大, 输出电压将降低, 进入恒功率控制阶段; 由于提供给控制芯片供电的辅助电源电压反映输出电压4, 当输出电压降低到一定程度, 辅助电源将不能维持IC 正常供电, 电源将做重复的关断重启动作, 进入打嗝模式(Hiccup -mode 1保护阶段; 负载恢复正常后, 电源恢复正常工作。根据上述原理可知图2所示的恒功率控制过载保护电路输出电压与输出电流关系。图1电流型恒功控制反激式开关电源原理简图值得注意的是, 从开关电流取样至开关管Q 1关54 2021年7月25日第26卷第4期Telecom Power Technology J ul. 25, 2021, Vol. 26No. 4 断存在传输延迟, 包括控制芯片从电流取样输入至输出的传输延迟(UC 3842的典型值是150ns 5 、开关管Q 1的关断延迟以及用于消除开关电流前沿尖峰的滤波电路造成的延迟。这段延迟时间会使在全电压范围工作(90264Vac 的开关电源低压工作与高压工作的最大功率点不一致, 实际应用中需要加入输入电压补偿电路进行补偿, 以减小高输入电压与低输入电压时最大功率点的差异6。如图1所示,即该电路通过补偿电阻R P 、R S 2对侦测的开关电流信号叠加一个随输入电压变化的直流分量来实现补偿作用2。实际应用中, R S 2取值为1k 左右, 以保证R P 的取值足够大以及对控制IC 进行保护。下面将分别介绍不连续导电模式(DCM 、连续导电模式(CCM 两种情况下R P 与R S 1的求法。图3为分别在两种模式下补偿后的开关电流波形图。其中, I th 为UC 3842的最大电流取样输入门限, 其值为U th 与检测电阻R S 1的比值, I CL 、I CH 为低压与高压输入时的补偿电流, t d 为从开关电流取样输入至开关管Q 1关断的传输延迟, I PH 电压时的开关电流峰值, I PL 流峰值。 1. 1DCM 模式由图1和图3(a 可知, 在DCM 模式下, 有:I CL =R P +R S1+R S2(1 I CH=R P +R S1+R S2(2U th =I CL R S2+I CL +P f R S1(3 L P t d -I CL =L Pt d -I CH(4式中, P o 为补偿后高压与低压输出的平衡功率; L P 为原边主线圈感值; f 为开关频率;为电源效率。由式(1 (4 即可求出DCM 下R S 1, R P 的阻值。1. 2CCM 模式由图1和图3(b 可知, 在CCM 模式下, 有:U th =I CL R S2+2L P f (U in min +N U o +U in min +N U o R S1(5I th+L Pt d -I CL2-U in min N o -2L P f (U in min +N U o 2=I th+L Pt d -I CH2-U N U o -f (in min +N U o 2(6N ; U o 为电源输1 2 , ( , (6 即可求出CCM 下R S 1, R P 。, 此种保护策略只需要输入电压补偿外围电路就能实现在宽输入电压范围内对电源的恒功率控制, 是一种低成本的过载保护策略。当电源严重过载或短路时会进入打嗝保护模式进行保护, 在开关电源的整个工作寿命期间, 电源启动这段时间承受的开关应力较大, 是最易发生损坏的1, 这也是打嗝保护模式的缺点所在。由于辅助电源的变化反映输出变化, 一定程度上受变压器漏感的影响4, 所以此种保护方式需要辅助电源线圈与输出线圈有较好的耦合。2恒电流控制过载保护电路与恒功率控制过载保护电路不同的是此类型的保护电路是通过检测取样电阻上的电压, 并与参考电压比较来实现1。图4所示为恒电流控制型保护电路原理图。当输出电流达到电流保护值之前, 电源工作在恒压控制阶段; 当输出电流达到电流保护值时, 进入恒电流控制阶段, 负载再增大, 输出电流将被限制住, 输出电压降低; 随着负载继续增大, 输出电压继续降低, 提供给IC 供电的辅助电源电压将不能维持IC 正常供电, 电源会进入打嗝模式。故障消失后, 电源恢复正常工作。输出电流限制值:I o max =(R 3+R 4 R S2(7实际应用中, 电流取样电阻R S 2采用阻值较低的锰铜线电阻, 以保证不在取样电阻上产生太大损耗。Op 2用来产生误差信号调节PWM 信号的脉宽用来实现恒压控制,Op 1用来实现恒流控制。有专用的芯片如TSM 103可实现Op 1,Op 2的功能。恒电流控制过载保护电路广泛应用于给电池充电的场合, 输出电压与电流的关系曲线如图5所示。由于此种类型的保护64 刘雪山等:开关电源的过载保护电路设计Telecom Power TechnologyJ ul. 25, 2021, Vol. 26No. 4电路也会进入打嗝保护模式, 此时的开关应力较大。3复状态, 其中打嗝保护模式就是一种可恢复的保护方式。在某些高峰值负载应用场合, 如打印机电源等, 在平均负载电流不超过额定电流以及元件能承受的电流与电压应力允许的前提下, 电源在短时间内可以允许过载工作, 但过载工作时间过长电源系统则认为负载设备发生严重故障, 此时需要电源关断并锁定, 以实现对负载设备的保护以及对电源本身的保护。基于此, 本文提出一种延时锁定保护电路。UC 3842以输出补偿引脚作为反馈信号输入时, 此脚的电压会随负载的增加而不断上升, 当达到最大功率点时, 此时输出补偿引脚的电压约为5V , 见图1。所以可以在原边用COM P 脚的电压来控制过功率点, 如图6所示, 当COM P 脚电压达到功率设置点电压时Op 1输出高电平, 通过R 11给C 4充电, 当充到R 10上的分压值时Op 2输出高电平, 使Q 2导通, 由于Q 1、Q 2强烈的正反馈作用使等效SCR 电路持续导通7, 通过Q 2把COM P 脚电压拉低同时锁定电源, 只有当AC 重新再接入时才能恢复。延时时间T delay 可由下式来确定:T delay =-R 11C 4ln 1-(R 9+R 10 U OPmax(8式中, U OP max 为运放输出的最大电压。在不同的应用场合, 可对延迟时间进行调整, 也适用于不延迟保护的场合。由于此种保护方式保护后输出电压与电流近似为零, 开关元件不工作, 不承受开关应力, 因此锁定关断的保护方式是一种相对安全的保护方式。图6锁定关断型保护电路4实验结果, 设计了一台UC , 分别应用恒功率三种7所示。74 2021年7月25日第26卷第4期Telecom Power Technology J ul. 25, 2021, Vol. 26No. 4 如图7(c 所示, 延时锁定关断过载保护电路在瞬时过载区由于过载时间在电源设定的过载延迟时间之内, 所以电源没有关断锁定, 但是一旦过载时间过长电源将被锁定。通过与图7(a 和图7(b 保护策略的比较发现, 恒功率过载保护和恒电流过载保护在打嗝区输出电流瞬时值较大, 开关元件的电流应力较大, 而锁定关断过载保护电路在锁定区输出电压与电流几乎为零, 开关元件不工作, 所以无开关应力, 有利于对负载设备的保护以及对电源本身的保护。5结论在不同的应用场合, 选择合适的保护策略, 可以使产品的性能得到提高。本文基于UC 3842控制的反激式开关电源从原理和实验上分析了恒功率控制和恒电流控制的过载保护电路, 阐述了各自的特点, 并提出了一种适用于短暂过载场合的延时锁定过电流保护电路。实验证明了此方法可以定时过载, 并且保护时开关元件无开关应力, 计提供了一种有效的方法。参考文献:1Marty Brown (英 著, 徐德鸿译. 开关电源设计指南M .北京:机械工业出版社, 2004. 2刘国. 开关电源适配器的输出过载保护电路设计J.电源技术应用, 2007, 10(12 :25229. 3谢云宁, 夏建新. 电流模式反激变换器中功率限制电路的设计J.现代电子技术, 2007, (14 :1822184. 4王庆义, 胡荣强, 王闯端. 基于UC 3842的开关电源保护电路的改进J.电源技术应用, 2005, 8(6 :44246.5Texas Instruments Incorporated. UC 3842/3/4/5provideslow -cost current -mode control Z.Unitrode Applica 2tion Note. 1999. 6李海松, 刘佑宝. 初级反馈AC/转换器的高低压OCP补偿电路设计J. , 2021, 47(Z 1 :. 7. M .成都:西南交通大学, 2004.(上接第44页, 据传输将是U 。如当前WL AN 和WPAN 的各种应用。此外, 通过降低数据率提高应用范围, 具有对信道衰落不敏感、发射信号功率谱密度低、安全性高、系统复杂度低, 能提供数厘米的定位精度等优点, 在军事上有极大的应用价值。如U WB 雷达、U WB L PI/D 无线内通系统(预警机、舰船等 、战术手持和网络的PL I/D 电台、警戒雷达、UAV/U GV 数据链、探测地雷、检测地下埋藏的军事目标或以叶簇伪装的物体等。在民用方面,U WB 用于U WB 地波通信系统、防撞雷达(民航 、防撞感应器、WLAN 、WPAN 中, 包括Ad hoc 无线网络、高速(20Mbit/s WL AN 、WPAN 等。U WB 可用于数字电视、投影机、摄录一体机、PC 机、机顶盒之间传输可视文件和数据流, 或者笔记本电脑和外围设备之间实现局部连接构成个人局域网。伴随着U WB 对民用无线通信领域的开放, 美国等发达国家的半导体厂商和设备制造商都在加紧研究开发实用系统。目前, Intel 、Sony 、Siemens 等业界知名厂商也对U WB 技术表现出浓厚的兴趣。此外, 美国的Time Domain 、Multispect ral 等公司正在进行U WB 产品的研发和生产,U WB 芯片组的商业化产品呼之欲出。5结束语U WB 宽带技术在无线通信方面的创新性、利益性已引起了全球业界的关注。与蓝牙、802. 11b 、802. 15等无线通信相比, U WB 可以提供更快、更远、更宽的传输速率。在商业多媒体设备、家庭和个人网络方面极大地提高了一般消费者和专业人员的适应性和满意度。鉴于其在短距离无线通信领域中所具有的优势, 以及在民用和军用领域中的广阔应用前景, U WB 技术必将在无线通信领域中占据重要一席之地。参考文献:1张陆勇, 周正. 超宽带无线通信技术J, 中国通信, 2003,(12 :21-23. 2管文明, 万晓榆. UWB 一种实现PAN 的前沿技术J.中国通信, 2004, (1 :8210. 3M. Ghavami , L. B. Michael , R. K ohno. Ultra wideband signals and systems in communication engineering M .Hoboken ,NJ :JohnWiley &Sons , Ltd , 2004. 4Branimir R. Vojcic , Raymond L. Pickholtz. Direct 2se 2quence code division multiple access for Ultra -wide bandwidth impulse radio C .Military Communications Conference , 2003. MIL COM 2003. 2003, 2(13 :8982902.5Rao RM , Comaniciu C , Lakshman TV. Call admission control in wireless multimedia networks J.Signal Pro 2cessing Magazine , IEEE , 2004, 21(5 :51258.84开关电源功率变压器的设计方法1开关电源功率变压器的特性    功率变压器是开关电源中非常重要的部件，它和普通电源变压器一样也是通过磁耦合来传输能量的。不过在这种功率变压器中实现磁耦合的磁路不是普通变压器中的硅钢片，而是在高频情况下工作的磁导率较高的铁氧体磁心或铍莫合金等磁性材料，其目的是为了获得较大的励磁电感、减小磁路中的功率损耗，使之能以最小的损耗和相位失真传输具有宽频带的脉冲能量。    图1（a）为加在脉冲变压器输入端的矩形脉冲波，图1（b）为输出端得到的输出波形，可以看出脉冲变压器带来的波形失真主要有以下几个方面：图1脉冲变压器输入、输出波形（a）输入波形（b）输出波形（1）上升沿和下降沿变得倾斜，即存在上升时间和下降时间；（2）上升过程的末了时刻，有上冲，甚至出现振荡现象；（3）下降过程的末了时刻，有下冲，也可能出现振荡波形；（4）平顶部分是逐渐降落的。这些失真反映了实际脉冲变压器和理想变压器的差别，考虑到各种因素对波形的影响，可以得到如图2所示的脉冲变压器等效电路。图中：Rsi信号源Ui的内阻Rp一次绕组的电阻Rm磁心损耗（对铁氧体磁心，可以忽略）T理想变压器Rso二次绕组的电阻RL负载电阻C1、C2一次和二次绕组的等效分布电容Lin、Lis一次和二次绕组的漏感Lm1一次绕组电感，也叫励磁电感n理想变压器的匝数比，n=N1/N2图2脉冲变压器的等效电路    将图2所示电路的二次回路折合到一次，做近似处理，合并某些参数，可得图3所示电路，漏感Li包括Lin和Lis，总分布电容C包括C1和C2；总电阻RS包括Rsi、RP和Rso；Lm1是励磁电感，和前述的Lm1相同；RL是RL等效到一次侧的阻值，RL=RL/n2,折合后的输出电压Uo=Uo/n。    经过这样处理后，等效电路中只有5个元件，但在脉冲作用的各段时间内，每个元件并不都是同时起主要作用，我们知道任何一个脉冲波形可以分解成基波与许多谐波的叠加。脉冲的上升沿和下降沿包含着各种高频分量，而脉冲的平顶部分包含着各种低频分量。因此在上升、下降和平顶过程中，各元件（L、C等）表现出来的阻抗也不一样，因此我们把这一过程分成几个阶段来分析，分别找出各阶段起主要作用的元件，而忽略次要的因素。例如，当输入信号为矩形脉冲时，可以分3个阶段来分析，即上升阶段、平顶阶段和下降阶段。（1）上升阶段对于通常的正脉冲而言，上升阶段即脉冲前沿，信号中包含丰富的高频成分，当高频分量通过脉冲变压器时，在图3所示的等效电路中，C的容抗1/C很小，而Lm1的感抗Lm1很大，相比起来，可将Lm1的作用忽略，而在串联的支路中，Li的作用即较为显著。于是可以把图3所示的等效电路简化成图4所示的等效电路。                        图3图2的等效电路                       图4图3的简化电路在这个电路中，频率越高，Li越大，而1/C越小，因而高频信号大多降在Li上，输出的高频分量就减少了，可见输入信号Usm前沿中所包含的高频分量就不能完全传输到输出端，频率越高的成分到达输出端越小，结果在输出端得到的波形前沿就和输入波形不同，即产生了失真。要想减小这种波形失真，就要尽量减小分布电容C（应减小变压器一次绕组的匝数）。但又要得到一定的绕组电感量，所以需要用高磁导率的磁心。在绕制上也可以采取一些措施来减小分布电容，例如用分段绕法；为了减小漏感L1，可采用一、二次绕组交叠绕法等。（2）平顶阶段脉冲的平顶包含着各种低频分量。在低频情况下，并联在输出端的3个元件中，电容C的容抗1/C很大，因此电容C可以忽略。同时在串联支路中，Li的感抗Li很小，也可以略去。所以又可以把图3电路简化为图5所示的低频等效电路。信号源也可以等效成电动势为Usm的直流电源。这里可用下述公式表达Uo=(UsmRL)eT/(RsRL)=Lm1(RsRL)RsRL可见Uo为一下降的指数波形，其下降速度决定于时间常数,越大，下降越慢，即波形失真越小。为此，应尽量加大Lm1，而减小Rs和RL,但这是有限的。如果Lm1太大，必然使绕组的匝数很多，这将导致绕组分布电容加大，致使脉冲上升沿变坏。                                图5图3的低频等效电路                  图6脉冲下降阶段的等效电路（3）下降阶段    下降阶段的信号源相当于直流电源Usm串联的开关S由闭合到断开的阶段，它与上升阶段虽然是相对的过程，但有两个不同；一是电感Lm1中有励磁电流，并开始释放，因此Lm1不能略去；二是开关S断开后，Rs便不起作用，由此得出下降阶段的等效电路，见图6。    一般来说，在脉冲变压器平顶阶段以后，Lm1中存储了比较大的磁能，因此在开关断开后，会出现剧烈的振荡，并产生很大的下冲。为了消除下冲往往采用阻尼措施。2功率变压器的参数及公式2.1变压器的基本参数在磁路中，磁通集中的程度，称为磁通密度或磁感应强度，用B表示，单位是特斯拉（T），通常仍用高斯（GS）单位，1T=104GS。另一方面，产生磁通的磁力称为磁场强度，用符号H表示，单位是A/mH=0.4NI/li式中：N绕组匝数I电流强度li磁路长度磁性材料的磁滞回线表示磁性材料被完全磁化和完全去磁化这一过程的磁特性变化。图7为一典型的磁化曲线。由坐标0点到a点这段曲线称起始磁化曲线。曲线中的一些关键点是十分重要的，BS：饱和磁通密度，Br：剩磁，HC：矫顽磁力。当Br越接近于BS值时，磁滞曲线的形状越接近于矩形，见图8（a），同时矫顽磁力HC越大时，磁滞曲线越宽，这表明这种磁性材料的磁化特性越硬，表明这种材料为硬磁性材料。当Br和BS相差越大，矫顽磁力HC越小时，即磁滞曲线越瘦，表明这种材料为软磁性材料，脉冲变压器的磁心材料应选用软磁性材料，见图8（b）。                                图7不带气隙的磁滞回线                        图8硬/软磁性材料和磁滞回线（a）硬磁材料(b)软磁材料    如果在磁心中开一个气隙，将建立起一个有气隙的磁路，它会改变磁路的有效长度。因为空气隙的磁导率为1，所以有效磁路长度le为le=liilg式中：li磁性材料中的磁路长度lg空气隙的磁路长度i磁性材料的磁导率对一个给定安匝数，有空气隙磁心的磁通密度要比没有空气隙的磁通密度小。2.2设计变压器的基本公式为了确保变压器在磁化曲线的线性区工作，可用下式计算最大磁通密度（单位：T）Bm=(Up×104)/KfNpSc式中：Up变压器一次绕组上所加电压（V）f脉冲变压器工作频率（Hz)Np变压器一次绕组匝数（匝）Sc磁心有效截面积（cm2）K系数，对正弦波为4.44,对矩形波为4.0一般情况下，开关电源变压器的Bm值应选在比饱和磁通密度Bs低一些。变压器输出功率可由下式计算（单位：W）Po=1.16BmfjScSo×105式中：j导线电流密度（A/mm2）Sc磁心的有效截面积（cm2)So磁心的窗口面积（cm2）3对功率变压器的要求（1）漏感要小    图9是双极性电路（半桥、全桥及推挽等）典型的电压、电流波形，变压器漏感储能引起的电压尖峰是功率开关管损坏的原因之一。图9双极性功率变换器波形    功率开关管关断时电压尖峰的大小和集电极电路配置、电路关断条件以及漏感大小等因素有关，仅就变压器而言，减小漏感是十分重要的。（2）避免瞬态饱和    一般工频电源变压器的工作磁通密度设计在BH曲线接近拐点处，因而在通电瞬间由于变压器磁心的严重饱和而产生极大的浪涌电流。它衰减得很快，持续时间一般只有几个周期。对于脉冲变压器而言如果工作磁通密度选择较大，在通电瞬间就会发生磁饱和。由于脉冲变压器和功率开关管直接相连并加有较高的电压，脉冲变压器的饱和，即使是很短的几个周期，也会导致功率开关管的损坏，这是不允许的。所以一般在控制电路中都有软启动电路来解决这个问题。（3）要考虑温度影响    开关电源的工作频率较高，要求磁心材料在工作频率下的功率损耗应尽可能小，随着工作温度的升高，饱和磁通密度的降低应尽量小。在设计和选用磁心材料时，除了关心其饱和磁通密度、损耗等常规参数外，还要特别注意它的温度特性。一般应按实际的工作温度来选择磁通密度的大小，一般铁氧体磁心的Bm值易受温度影响，按开关电源工作环境温度为40考虑，磁心温度可达6080，一般选择Bm=0.20.4T，即20004000GS。（4）合理进行结构设计从结构上看，有下列几个因素应当给予考虑：漏磁要小，减小绕组的漏感；便于绕制，引出线及变压器安装要方便，以利于生产和维护；便于散热。4磁心材料的选择软磁铁氧体，由于具有价格低、适应性能和高频性能好等特点，而被广泛应用于开关电源中。软磁铁氧体，常用的分为锰锌铁氧体和镍锌铁氧体两大系列，锰锌铁氧体的组成部分是Fe2O3，MnCO3，ZnO，它主要应用在1MHz以下的各类滤波器、电感器、变压器等，用途广泛。而镍锌铁氧体的组成部分是Fe2O3，NiO，ZnO等，主要用于1MHz以上的各种调感绕组、抗干扰磁珠、共用天线匹配器等。在开关电源中应用最为广泛的是锰锌铁氧体磁心，而且视其用途不同，材料选择也不相同。用于电源输入滤波器部分的磁心多为高导磁率磁心，其材料牌号多为R4KR10K，即相对磁导率为400010000左右的铁氧体磁心，而用于主变压器、输出滤波器等多为高饱和磁通密度的磁性材料，其Bs为0.5T（即5000GS）左右。开关电源用铁氧体磁性材应满足以下要求：（1）具有较高的饱和磁通密度Bs和较低的剩余磁通密度Br磁通密度Bs的高低，对于变压器和绕制结果有一定影响。从理论上讲，Bs高，变压器的绕组匝数可以减小，铜损也随之减小。在实际应用中，开关电源高频变换器的电路形式很多，对于变压器而言，其工作形式可分为两大类：1）双极性。电路为半桥、全桥、推挽等。变压器一次绕组里正负半周励磁电流大小相等，方向相反，因此对于变压器磁心里的磁通变化，也是对称的上下移动，B的最大变化范围为B=2Bm，磁心中的直流分量基本抵消。2）单极性。电路为单端正激、单端反激等，变压器一次绕组在1个周期内加上1个单向的方波脉冲电压（单端反激式如此）。变压器磁心单向励磁，磁通密度在最大值Bm到剩余磁通密度Br之间变化，见图7，这时的B=BmBr，若减小Br，增大饱和磁通密度Bs，可以提高B，降低匝数，减小铜耗。（2）在高频下具有较低的功率损耗    铁氧体的功率损耗，不仅影响电源输出效率，同时会导致磁心发热，波形畸变等不良后果。    变压器的发热问题，在实际应用中极为普遍，它主要是由变压器的铜损和磁心损耗引起的。如果在设计变压器时，Bm选择过低，绕组匝数过多，就会导致绕组发热，并同时向磁心传输热量，使磁心发热。反之，若磁心发热为主体，也会导致绕组发热。   选择铁氧体材料时，要求功率损耗随温度的变化呈负温度系数关系。这是因为，假如磁心损耗为发热主体，使变压器温度上升，而温度上升又导致磁心损耗进一步增大，从而形成恶性循环，最终将使功率管和变压器及其他一些元件烧毁。因此国内外在研制功率铁氧体时，必须解决磁性材料本身功率损耗负温度系数问题，这也是电源用磁性材料的一个显著特点，日本TDK公司的PC40及国产的R2KB等材料均能满足这一要求。（3）适中的磁导率相对磁导率究竟选取多少合适呢？这要根据实际线路的开关频率来决定，一般相对磁导率为2000的材料，其适用频率在300kHz以下，有时也可以高些，但最高不能高于500kHz。对于高于这一频段的材料，应选择磁导率偏低一点的磁性材料，一般为1300左右。（4）较高的居里温度居里温度是表示磁性材料失去磁特性的温度，一般材料的居里温度在200以上，但是变压器的实际工作温度不应高于80，这是因为在100以上时，其饱和磁通密度Bs已跌至常温时的70。因此过高的工作温度会使磁心的饱和磁通密度跌落的更严重。再者，当高于100时，其功耗已经呈正温度系数，会导致恶性循环。对于R2KB2材料，其允许功耗对应的温度已经达到110，居里温度高达240，满足高温使用要求。5开关电源功率变压器的设计方法5.1双极性开关电源变压器的计算设计前应确定下列基本条件：电路形式,开关工作频率,变压器输入电压幅值,开关功率管最大导通时间,变压器输出电压电流,输出侧整流电路形式，对漏感及分布电容的要求，工作环境条件等。（1）确定磁心尺寸1）求变压器计算功率PtPt的大小取决于变压器输出功率及输出侧整流电路形式：全桥电路，桥式整流：Pt=(11/n)Po半桥电路，双半波整流：Pt=(1/n)Po推挽电路，双半波整流：Pt=(/n)Po式中：Po=UoIo，直流输出功率。Pt可在（22.8）Po范围内变化，Po及Pt均以瓦（W）为单位。n=N1/N2,变压匝数比。2）确定磁通密度BmBm与磁心的材料、结构形式及工作频率等因素有关，又要考虑温升及磁心不饱和等要求。对于铁氧体磁心多采用0.3T（特斯拉）左右。3）计算磁心面积乘积SpSp等于磁心截面积Sc（cm2）及窗口截面积So（cm2）的乘积，即Sp=ScSo=(Pt×104)/4BmfKwKj1.16(cm4)式中：Kw窗口占空系数，与导线粗细、绕制工艺及漏感和分布电容的要求等有关。一般低压电源变压器取Kw=0.20.4。Kj电流密度系数，与铁心形式、温升要求等有关。对于常用的E型磁心，当温升要求为25时，Kj=366；要求50时，Kj=534。环型磁心，当温升要求为25时，Kj=250;要求50时，Kj=365。由Sp值选择适用于或接近于Sp的磁性材料、结构形式和磁心规格。（2）计算绕组匝数1）一次绕组匝数：N1=(Up1ton×102)/2BmSc(匝)式中：Up1一次绕组输入电压幅值（V）ton一次绕组输入电压脉冲宽度（s）2）二次绕组匝数：N2=(Up2N1）/Up1（匝）Ni=(UpiN1）/Up1(匝)式中：Up2Upi二次绕组输出电压幅值（V）（3）选择绕组导线导线截面积Smi=Ii/j(mm2)式中：Ii各绕组电流有效值（A）j电流密度j=KjSp0.14×102(A/mm2)（4）损耗计算1）绕组铜损Pmi=Ii2Rai(W)式中：Rai各绕组交流电阻（），Ra=KrRd，Rd导线直流电阻，Kr趋表系数,Kr=(D/2)2/(D)·,D圆导线直径（mm），穿透深度（mm），圆铜导线=66.1/f0.5（f：电流频率，Hz）变压器为多绕组时，总铜损为Pm=Ii2Rai(W)2）磁心损耗Pc=PcoGc式中：Pco在工作频率及工作磁通密度情况下单位质量的磁心损耗（W/kg）Gc磁心质量（kg）3）变压器总损耗Pz=PmPc（W）（5）温升计算变压器由于损耗转变成热量，使变压器温度上升，其温升数值与变压器表面积ST有关ST=式中：Sp磁心面积乘积（cm4）KS表面积系数，E型磁心KS=41.3，环型磁心KS=50.95.2单极性开关电源变压器的计算设计前应确定下列基本条件：电路形式，工作频率，变换器输入最高和最低电压，输出电压电流，开关管最大导通时间，对漏感及分布电容的要求，工作环境条件等。（1）单端反激式计算1）变压器输入输出电压一次绕组输入电压幅值UP1=UiU1式中：Ui变换器输入直流电压（V）U1开关管及线路压降（V）二次绕组输出电压幅值UP2=U02U2UPi=U0iUi式中：U02U0i直流输出电压（V）U2Ui整流管及线路压降（V）2）一次绕组电感临界值(H)式中：n变压器匝数比n=tonUp1/toffUp2ton额定输入电压时开关管导通时间（s）toff开关管截止时间（s）T开关电源工作周期（s），T=1/f，f：工作频率（Hz）Po变压器输出直流功率（W）通常要求一次绕组实际电感Lp1Lmin3)确定工作磁通密度单端反激式变压器工作在单向脉冲状态，一般取饱和磁通密度值（Bs）的一半，即脉冲磁通密度增量Bm=BS/2(T)4）计算磁心面积乘积Sp=392Lp1Ip1D12/Bm(cm4)式中：Ip1一次绕组峰值电流Ip1=2Po/Up1minDmax(A)式中：Up1min变压器输入最低电压幅值（V）Dmax最大占空比，Dmax=tonmax/TD1一次绕组导线直径（mm），由一次绕组电流有效值I1确定，单向脉冲时I1=Ip1（ton/T）0.55）空气隙长度lg=0.4Lp1Ip12/Bm2SC(cm)6）绕组匝数计算一次绕组，有气隙时N1=Bmlg×104/0.4Ip1(匝)无气隙时(匝)式中：LC磁心磁路长度（cm）e磁心有效磁导率，由工作的磁通密度和直流磁场强度及磁性材料决定，查阅磁心规格得出。二次绕组N2=Up2(1Dmax)/Up1minDmaxN1Ni=Upi(1Dmax)/UpiminDmaxN1（2）单端正激式计算单端正激式电路工作的特点是一、二次绕组同时工作，另加去磁绕组，因此计算方法与双极性电路类似。1）二次绕组峰值电流等于直流输出电流，即IP2=I022）二次绕组电