[优选文档]-典型型系统PPT.ppt

典型型系统典型型系统 主要内容1.双闭环调速系统的组成及其静特性2.数学模型和动态性能分析3.调节器的工程设计方法4.双闭环系统调节器的设计*5.转速超调的抑制*6.弱磁控制的直流调速系统一、双闭环调速系统及其静特性 转速单闭环系统不能随意控制电流和转矩的动态过程。采用电流截止负反馈环节只能限制电流的冲击，并不能很好地控制电流的动态波形。理想的快速起动过程IdLntIdOIdm带电流截止负反馈的单闭环调速系统IdLntIdOIdmIdcrn n 起动过程 希望能实现的控制n在起动过程的主要阶段，只有 电流负反馈，没有转速负反馈。n达到稳态后，只要转速负反馈，不让电流负反馈发挥主要作用。+TGnASRACRU*n+-UnUiU*i+-UcTAM+-UdIdUPE-MTG内环外 环ni 转速、电流双闭环直流调速系统当ASR不饱和时，ASR成为主导的调节器，转速负反馈起主要作用。Ks 1/CeUcIdEn Ud0+-IdR R ACR-UiUPE当ASR饱和时，相当于电流单闭环系统,实现“只有电流负反馈，没有转速负反馈”双闭环直流调速系统的稳态结构框图转速反馈系数 电流反馈系数 Ks 1/CeU*nUcIdEn Ud0Un+-ASR+U*i-IdR R ACR-UiUPE 稳态结构框图 调节器输出限幅的作用 转速调节器ASR的输出限幅电压U*im决定 电流给定电压的最大值；电流调节器ACR的输出限幅电压Ucm限制 了电力电子变换器的最大输出电压Udm。静特性 设计时，使ACR不会达到饱和状态。至于ASR，在CA段未饱和，在AB段饱和。n0IdIdmIdNOnABC（1）转速调节器不饱和（U*i U*im，Id Idm）（2）转速调节器饱和(n n0)各变量的稳态工作点和稳态参数计算稳态工作中，两个调节器都不饱和 PI调节器的特点 比例调节器的输出量总是正比于其输入量。PI调节器未饱和时，其输出量的稳态值是输入的积分，直到输入为零，才停止积分。这时，输出量与输入无关，而是由它后面环节的需要决定的。反馈系数计算转速反馈系数 电流反馈系数 U*n Uc-IdLnUd0Un+-UiWASR(s)WACR(s)Ks Tss+11/RTl s+1RTmsU*iId1/Ce+E二、数学模型和动态性能分析起动过程分析 n OOttIdm Id I IIIIIt4 t3 t2 t1 按转速调节器ASR不饱和、饱和、退饱和分成三个阶段：I.电流上升阶段II.恒流升速阶段III.转速调节阶段 双闭环直流调速系统起动过程的特点（1）饱和非线性控制（2）转速超调（3）准时间最优控制(有限制条件的最短时间控制)动态抗扰性能分析 调速系统的动态抗扰性能，主要是抗负载扰动和抗电网 电压扰动的性能 1/CeU*n nUd0Un+-ASR1/R Tl s+1R TmsKsTss+1ACR U*iUi-EId1.抗负载扰动IdL2.抗电网电压扰动-IdLUd 1/CeU*n nUd0Un+-ASR1/R Tl s+1R TmsId KsTss+1ACR U*iUi-E 转速和电流两个调节器的作用 1.转速调节器的作用（1）转速调节器是调速系统的主导调节器，它使转速 n 很快地跟随给定电压变化，稳态 时可减小转速误差，如果采用PI调节器，则 可实现无静差。（2）对负载变化起抗扰作用。（3）输出限幅值决定电机允许的最大电流。2.电流调节器的作用（1）作为内环的调节器，在外环转速的调节过程中，它的作用是使电流紧紧跟随外环调节器的输出量变化。（2）对电网电压波动起及时抗扰作用。（3）在转速动态过程中，保证获得电机允许的最大电流，从而加快动态过程。（4）当电机过载甚至堵转时，限制电枢电流的最大值，起快速的自动保护作用。三、调节器的工程设计方法（1）概念清楚、易懂；（2）计算公式简明、好记；（3）不仅给出参数计算的公式，而且指明 调整参数的方向；（4）能考虑饱和非线性控制的情况，同样给出简单的计算公式；（5）适用于各种可以简化成典型系统的反馈控制系统。工程设计方法的基本思路 设计工作分两步走：1.选择调节器的结构，使系统典型化，以确保系统稳定，同时满足所需的稳态精度。2.再选择调节器的参数，以满足动态性能指标的要求。调节器结构的选择系统校正控制对象 调节器 输入输出典型系统 输入输出选择调节器，将控制对象校正成为典型系统。典型I型系统 T 系统的惯性时间常数；K 系统的开环增益。选择参数，保证 或，使系统足够稳定。典型型系统 保证系统足够稳定或控制系统的动态性能指标 1.跟随性能指标 2.抗扰性能指标 调速系统的动态指标以抗扰性能为主，而随动系统的动态指标则以跟随性能为主。在典型II型系统抗扰性能指标中，C的基准值：tr 上升时间当 时（1）转速调节器不饱和例题22 转速调节器设计5,Cb=FK2/2)tv 恢复时间（2）高阶系统的降阶近似处理选择调节器，将控制对象校正成为典型系统。转速、电流双闭环直流调速系统（2）计算公式简明、好记；作用下的稳态误差外环的响应比内环慢，这是按上弱磁过程的直流电机数学模型和弱磁控制系统转速调节器的设计外环的响应比内环慢，这是按上电流给定电压的最大值；可以证明，带微分负反馈的转速PI调节器在结构上符合“全状态反馈最优控制”。系统典型的阶跃响应曲线5%（或2%）0 Otrts阶跃响应跟随性能指标 tr 上升时间 超调量 ts 调节时间突加扰动的动态过程和抗扰性能指标5%（或2%）O tmtvCb 抗扰性能指标 n Cmax 动态降落n tv 恢复时间 n 典型I型系统和典型型系统除了在稳态误差上的区别以外，在动态性能中，n 典型 I 型系统在跟随性能上可以做到超调小，但抗扰性能稍差，n 典型型系统的超调量相对较大，抗扰性能却比较好。这是设计时选择典型系统的重要依据。n I型和型系统在稳态误差上的区别。n 典型 I 型系统在跟随性能上可以做到超调小，但抗扰性能稍差，n 典型型系统的超调量相对较大，抗扰性能却比较好。典型I型系统和典型型系统的比较典型I型系统跟随性能指标与参数的关系输入信号阶跃输入 斜坡输入 加速度输入 稳态误差 0 v0/K（1）稳态跟随性能指标：不同输入信号 作用下的稳态误差 稳态跟随性能指标n 在阶跃输入下的 I 型系统稳态时是无差的；n 但在斜坡输入下则有恒值稳态误差，且与 K 值成反比；n 在加速度输入下稳态误差为。因此，I型系统不能用于具有加速度输入的随动系统。（2）动态跟随性能指标参数关系KT0.25 0.39 0.5 0.69 1.0阻尼比超调量 上升时间 tr峰值时间 tp 相角稳定裕度 截止频率c 1.0 0%76.30.243/T 0.8 1.5%6.6T8.3T 69.90.367/T 0.707 4.3%4.7T6.2T 65.50.455/T 0.6 9.5%3.3T4.7T 59.2 0.596/T 0.5 16.3%2.4T3.2T 51.8 0.786/T典型I型系统的抗扰性能指标典型I型系统 扰动作用下的典型I型系统 只讨论抗扰性能时，输入作用 R=0。取，则阶跃扰动作用下的输出变化量阶跃扰动：输出变化量：当 时 55.5%33.2%18.5%12.9%tm/T 2.8 3.4 3.8 4.0tv/T 14.7 21.7 28.7 30.4典型I型系统动态抗扰性能指标与参数的关系（KT=0.5,Cb=FK2/2)典型II型系统性能指标和参数的关系 时间常数T是控制对象固有的，而待定的参数有两个：K 和。定义中频宽：典型型系统的开环对数幅频特性0-20 40-40/s-1c=120dB/dec40dB/dec40dB/dec中频宽参数之间的一种最佳配合采用“振荡指标法”中的闭环幅频特性峰值最小准则，可以找到和两个参数之间的一种最佳配合，则 输入信号 阶跃输入 斜坡输入 加速度输入稳态误差0 0（1）稳态跟随性能指标 不同输入信号作用下的稳态误差 典型II型系统跟随性能指标和参数的关系（2）动态跟随性能指标直接检测电动势比较困难，采用间接计算的方法作用下的稳态误差转速调节器结构的选择时可减小转速误差，如果采用PI调节器，则抗扰性能指标转速、电流双闭环直流调速系统弱磁过程的直流电机数学模型和弱磁控制系统转速调节器的设计（2）对负载变化起抗扰作用。三、调节器的工程设计方法调压与弱磁的配合控制用工程设计方法设计转速、电流双闭环调速系统的两个调节器，先内环后外环，即从内环开始，逐步向外扩展。5,Cb=FK2/2)（1）转速调节器不饱和外环的响应比内环慢，这是按上按转速调节器ASR不饱和、饱和、退饱和分成三个阶段：n在阶跃和斜坡输入下，II型系统稳态时均无差；n加速度输入下稳态误差与开环增益K成反比。（2）动态跟随性能指标 h 3 4 5 6 7 8 9 10 tr/Tts/T k 52.6%2.412.15 3 43.6%2.65 11.65 237.6%2.85 9.55 2 33.2%3.0 10.45 129.8%3.1 11.30 127.2%3.2 12.25 125.0%3.3 13.25 1 23.3%3.35 14.20 1按Mrmin准则确定参数关系时 典型型系统抗扰性能指标和参数的关系+0-在阶跃扰动下，阶跃扰动的输出响应Cb=2FK2T取输出量基准值为 典型II型系统动态抗扰性能指标与参数的关系 h 3 4 5 6 7 8 9 10 Cmax/Cbtm/T tv/T 72.2%2.4513.60 77.5%2.70 10.4581.2%2.85 8.80 84.0%3.00 12.9586.3%3.15 16.8588.1%3.25 19.8089.6%3.30 22.80 90.8%3.40 25.85（参数关系符合最小Mr准则）校正成典型I型系统的几种调节器选择控制对象调节器参数配合T1、T2 T3T1 T2 传递函数近似处理（1）高频段小惯性环节的近似处理 小惯性环节可以合并近似条件（2）高阶系统的降阶近似处理设三阶系统a，b，c都是正数，且bc a，即系统是稳定的。降阶处理：忽略高次项，得近似的一阶系统近似条件：（3）低频段大惯性环节的近似处理 时间常数特别大的惯性环节，可以近似为积分环节，即 近似条件：四、双闭环系统调节器的设计 用工程设计方法设计转速、电流双闭环调速系统的两个调节器，先内环后外环，即从内环开始，逐步向外扩展。首先设计电流调节器，然后把整个电流环看作是转速调节系统中的一个环节，再设计转速调节器。-IdL(s)Ud0(s)Un+-+-UiACR1/RTl s+1RTmsU*I(s)Uc(s)Ks Tss+1Id1Ce+E Tois+11 T0is+1ASR1 T0ns+1 Tons+1U*n(s)n(s)电流环 转速、电流双闭环调速系统E(s)（增加了滤波环节）设计分为以下几个步骤：1.电流环结构图的简化2.电流调节器结构的选择3.电流调节器的参数计算4.电流调节器的实现电流调节器的设计+-ACRUc(s)Ks/R(Tls+1)(Tis+1)Id(s)U*i(s)+-ACRUc(s)Ks/R(Tls+1)(Tis+1)Id(s)U*i(s)简化后的电流环结构图按典型I型系统设计，ACR选PI调节器。，K I s(Tis+1)Id(s)+-U*i(s)动态结构框图 开环对数幅频特性:OL/dBci-20dB/dec/s-1-40dB/decTi校正后电流环的结构和特性设计步骤：1.电流环的等效闭环传递函数2.转速调节器结构的选择3.转速调节器参数的选择4.转速调节器的实现 转速调节器的设计 电流环等效传递函数 原来双惯性环节的电流环控制对象，经闭环控制后，可以近似地等效成只有较小时间常数的一阶惯性环节。电流闭环控制的意义 电流闭环控制改造了控制对象，加快了电流的跟随作用，这是局部闭环（内环）控制的一个重要功能。转速调节器结构的选择 n(s)+-Un(s)ASRCeTmsRU*n(s)Id(s)Tons+11 Tons+1U*i(s)+-IdL(s)电流环简化后的转速环结构n(s)+-ASRCeTmsRU*n(s)Id(s)/Tns+1+-IdL(s)转速调节器选择ASR采用PI调节器令则n(s)+-U*n(s)校正后的调速系统转速调节器的参数计算 按照典型型系统的参数关系，因此 转速环与电流环的关系 外环的响应比内环慢，这是按上 述工程设计方法设计多环控制系统的特点。这样做，虽然不利于快速性，但每个控制环本身都是稳定的，对系统的组成和调试工作非常有利。例题21 电流调节器设计例题22 转速调节器设计 按典型II型系统设计的ASR使转速超调量过大，难以满足设计要求。典型系统是线性的，不符合起动时 ASR饱和的非线性条件，必须按实际条件重新计算转速超调量。转速调节器退饱和超调 起动时，转速调节系统不服从典型系统的线性规律，超调量不等于典型II型系统跟随性能指标中的数值,而是经历了饱和非线性过程后的超调，称作“退饱和超调”。分析表明，可以利用典型II型系统抗扰性能指标中负载由 突降到 的动态速升与恢复过程来计算退饱和超调量。n OOttIdm Id I IIIIIt4 t3 t2 t1 退饱和转速超调 n的基准值 在典型II型系统抗扰性能指标中，C的基准值：换算到退饱和转速超调 n的基准值：由于，则其中，退饱和超调量 转速超调量 的基准值应该是 经基准值换算后得 例题2-3 计算后表明，转速退饱和的超调量满足设计要求。五、转速超调的抑制 在双闭环调速系统中，加入转速微分负反馈后，可提早ASR的退饱和时间和退饱和转速，从而抑制了退饱和超调。教材中给出了转速微分负反馈参数的工程设计方法，以及带转速微分负反馈双闭环调速系统的抗扰性能。可以证明，带微分负反馈的转速PI调节器在结构上符合“全状态反馈最优控制”。*六、弱磁控制的直流调速系统n调压与弱磁的配合控制n非独立控制励磁的调速系统n弱磁过程的直流电机数学模型和弱磁控制系统转速调节器的设计TeNnNnmax变电压调速弱磁调速UNU P PTeUnO 调压与弱磁的配合控制 励磁控制的调速系统n 在基速以下调压调速时，保持磁通为额定值不变；n 在基速以上弱磁升速时，保持电压为额定值不变；n 弱磁升速时由于转速升高，使转速反馈电压Un也随着升高，因此必须同时提高转速给定电压Un*，否则转速不能上升。TVDAETGnASRACRU*nRPn-UnUiU*i-UcTAVM-UdIdUPE-AFR+Uif+UPEFU*if+RPeAERUi-U*eUeTAFUvTGM+Ucf-非独立控制励磁的调速系统 工作原理 E=Ke n，若能使E不变，则n上升时，减小。引入电动势调节器 AER，利用电动势反馈，使励磁系统在弱磁调速过程中保持电动势 E 基本不变。电动势的计算与给定 直接检测电动势比较困难，采用间接计算的方法 E=Ud RId+LdId/dt 由电动势运算器 AE，算出电动势 E 的反馈信号 Ue。由RP2提供电动势的给定电压Ue*，并使Ue*=95%UN。感谢观看