TI信号链精品博文集锦——看一个TI老工程师如何驯服精.pdf

精品博文集锦看一个TI老工程师如何驯服精密放大器Im an analog engineer,lucky enough to spend the last four decades hanging around really smart people.Ive even managed to remember a few of the things theyve told me.My goal is to write blogs that concentrate useful information into easily digested ten-minute bites.If you like what you see from me here on EDN,I hope youll check out more of my writings on The Signal,on TIs E2E Community.Ive been drawn to technology my whole life.Ive spent more than 40 years as an analog engineer,and I spent 10 years before that dabbling in electronics.I started working for Burr-Brown in Tucson,Arizona early on in my career and have worked for Texas Instruments since the acquisition in 2001.Ive held various roles from designer,design manager and product definer to applications manager and business manager.Today I get to spend most of my time helping with customer applications,mentoring colleagues and writing.Its great fun and I cant think of a better way to close my career!我是一名模拟工程师，很幸运在近四十年里一直被聪明的人陪伴，甚至现在我还能记起一些他们告诉我的事。我希望我的博客能集中一些有用的信息，并在十分钟内能被人消化。我的一生都被电子技术吸引着，我做了40年的模拟工程师，在此之前花了10年时间进入这个行业。我最初工作在Burr-Brown（图森，亚利桑那州），2001年被收购后，开始在德州仪器工作。我担任过许多角色：从设计师、设计经理、产品定义者到应用经理、业务经理。目前我花费大部分时间帮助客户应用、指导同事和写作。我想不到有比这更好的方式来为我的职业生涯画上完美的句号!作者 Bruce Trump 介绍 资深模拟工程师写在前面34年前我加入BurrBrown（该公司于2000年被德州仪器（TI）收购）公司，这个时候我已经有7年的工程师经验，我被这家公司根深蒂固的知识共享文化所吸引。专家非常慷慨地拿出自己的时间与年轻工程师分享经验。每个人都乐意帮助他人提高模拟技术水平。头脑风暴中，设计的灵感不断闪现。专家们互相挑战和提高对方的想法。虽然讨论的是很难的模拟技术部分，但分享总是会带来好的想法同时语言也很幽默。近日的TI校园招聘之行使我回忆起一些难忘的面试经历。作为面试官，我经常会问面试者，你是否会修理一些东西汽车、自行车、电脑、摩托车、缝纫机等等。如果面试者能够很自信地说“我能解决这个问题”，那么就说明这个面试者具有一个合格的工程师应该具备的基本特质。修理这些东西意味着他每天都在练习成为工程师。这是一个很好的现象。当我能够向面试者传授一些他们不知道的东西时（有时候这些东西会令他们感到惊奇并且能够从中得到一些新的理解），我会很高兴。这时，会在我们之间建立一种很强的联系。对于我来说，我会认为这个面试者理解了这些知识，并且具有成长的空间。对于面试者来说，意味着在这个位置他能够学到很多知识。我遇到过 一些年轻的工程师在他们的生涯中也体会到了这种感觉。一个老的导师把这种感觉称为“心灵记忆”。我很荣幸用了15个月时间发表了几十篇博客，在这个过程中我也受到了挑 战。我发现我学到了很多，而这些我以前以为我已经掌握的很好了。这让我想起了我的导师跟我说过的一句话：如果你真的想学什么，就去讲述或传授它。分享文化需要维护和调整。人来人往，它需要用心去维持。我希望在你的公司有这种文化，如果有，培育它。如果减弱了，重建它。如果丢失了，启动它。好吧，该说再见了。我计划了退休后的生活，骑车或者，老实说，清理我的车库。谢谢大家的支持，再见！Bruce Trump目录作者Bruce Trump介绍 .1写在前面.21 将运算放大器用作比较器此举可行吗?.52 仪表放大器可避免常见的设计陷阱.83 差动输入钳位它们影响您的运算放大器电路吗？.104 电流源（以及电流阱）对顺从电压范围的理解.125 输入偏置电流消除电阻您真的需要它们吗？.146 运算放大器电压范围输入和输出之解疑释惑.167 差动放大器良好匹配电阻器不可或缺的器件.198 构建属于你自己的差动放大器 有时1%电阻就已经足够了.219 电源旁路SPICE 仿真与现实的差距.2410 为什么运算放大器会发生振荡两种常见原因浅析.2611“驯服”振荡运算放大器.2812“驯服”振荡电容性负载问题.3013“典型值”在产品说明书规范中到底是什么意思？.3214 热电耦每一个模拟设计人员都应该熟知的组件.3415 靠近接地摆动单电源工作.3616“我需要高输入阻抗！”.3817 失调电压与开环增益它们是“表亲”.4018 光电二极管启蒙.4219 用SPICE模型仿真失调电压.4420 消失的失调电压调整引脚.4621 SPICE仿真Bob Pease会说No吗？.4822 如何用好电位器？.5023 运放稳定性的SPICE仿真.5224 匹配，匹配！双通道运放有多相似？.5425 输入引脚的过电应力(EOS)保护.5625 CMOS放大器和JFET放大器的输入偏 置电流.5827 运算放大器：单位增益稳定放大器和非完 全补偿放大器.6028 如何处理未使用的运放.6229 温度对输入偏置电流的影响.6430 跨阻放大器的输入阻抗：无穷大还是为零？究竟是多少？.6631 运放噪声同相放大电路.6832 电阻噪声的基础知识和一个有趣的小测试.7033 输入电容共模？差模？.7334 PCB布局技巧：带条纹的电容.7535 比较器振荡来自何处？.7736 运放噪声反馈会有什么影响呢？.7937 反向衰减器，G=-0.1会不稳定吗？.8138 仿真增益带宽通用运算放大器模型.8339 1/f噪声闪烁的烛光.8540 关于运放的轨到轨输入.8741 微封装的模拟板试验.8942 提高前端的增益.9143 ESD（静电放电），咝！.9344 这个题目又来了(一个1V的交流信号，连接着一个1电阻和一个1电抗的电容。在电容两端的交流电压是多少？).9545 退耦电容我们都在使用，但这是为什么呢？.9746 运放并联的可行性.9947 压摆率限制了运放的速度.10148 方便的小工具和电阻分压计算器.10349 电阻知识脑筋转弯小测试.10550 电阻难题的解 并漫谈一下原理图.10751 斩波型运放及其噪声.10952 面试问题作为面试者和被面试者的难忘时光.11153 开心小测试!现在就开始吧.11354 建立时间.11955 接地原则.12156 音量控制对数电位计.12357 知道敲哪里.126附录：版权说明.128 1 将运算放大器用作比较器 此举可行吗?许多人偶尔会把运算放大器当比较器使用。一般而言，当您只需要一个简单的比较器，并且您在四运算放大器封装中还有一个“多余”运算放大器时，这种做法是可行的。稳定运算放大器运行所需的相位补偿意味着把运算放大器用作比较器时其速度会非常的低，但是如果对速度要求不高，则运算放大器可以满足需求。偶尔会有人问到我们运算放大器的这种使用方法。这种方法有时有效，有时却不如人们预期的那样效果好。为什么会出现这种情况呢？许多运算放大器都在输入端之间有电压钳位，其大多数一般都使用背靠背二极管（有时使用两个或者更多的串联二极管）来实施。这些二极管保护输入晶体管免受其基极结点反向击穿的损害。差动输入为约 6V 时便会出现许多 IC 工艺击穿，这会极大地改变或者损坏晶体管。下图显示了 NPN 输入级，D1 和 D2 提供了这种保护功能。在大多数常见运算放大器应用中，输入电压均约为零伏，其根本无法开启这些二极管。但是很明显，对于比较器的运行而言，这种保护便成了问题。在一个输入拖拽另一个输入（以一种讨厌的方式拉其电压）以前，差动电压范围（约0.7V）受限。尽管如此，但我们还是可以把运算放大器用作比较器。但是，在我们这样做时必须小心谨慎。在一些电路中，这种做法可能是完全不能接受的。问题是我们（包括其他运算放大器厂商）并没有总是说明这些钳位的存在。即使有所说明，我们可能也不会做详细的解释或者阐述。也许我们应该说：“用作比较器时，请小心谨慎！”产品说明书的作者们通常也只是假设您肯定会把运算放大器当作运算放大器用。最近，我们在美国亚利桑那州图森产品部召开了一个会议。会议决定，我们以后将会更加清楚地说明这种情况。但是，现在已经生产出来的运算放大器怎么办呢？下列指导建议可能会对您有所帮助：一般而言，双极 NPN 晶体管运算放大器都有输入钳位，例如：OP07、OPA227 和 OPA277 等。uA741 是一个例外，它具有 NPN 输入晶体管，并且有一些为 NPN 提供固有保护的附加串联横向 PNP。使用横向 PNP 输入晶体管的通用运算放大器一般没有输入钳位，例如：LM324、LM358、OPA234、OPA2251 和 OPA244。这些运算放大器一般为“单电源”类型，其意味着它们拥有一个扩展至负电源端（或者稍低）的共模范围。输入偏置电流为一个负数时，表示输入偏置电流自输入引脚流出。这时，我们通常可以认定它们为这类运算放大器。但是，需要注意的是，使用 PNP 输入的高速运算放大器一般有输入钳位，而这些 PNP 是一些具有更低击穿电压的垂直 PNP。更高电压（一般大于 20V）下工作的 JFET 和 CMOS 放大器，可能有也可能没有钳位。这种不确定性，要求您进行更多仔细的检查。所用工艺和晶体管类型的特性，决定了其内部是否存在钳位。大多数低压 CMOS 运算放大器都没有钳位。自动归零或者斩波器类型是一个特例，其可能具有类似钳位的行为表现。底线是如果您考虑把运算放大器用作比较器，请一定小心谨慎。仔细阅读产品说明书，不要漏掉一点信息，包括应用部分的一些注解内容。在电路试验板或者样机中验证其表现，查看一个输入电压对另一个输入电压的影响。不要依赖 SPICE 宏模型。一些宏模型可能并不包括对钳位建模的一些额外组件。另外，当您笨手笨脚地把运算放大器从一个轨移动到另一个轨时可能出现其他一些现象，我们可能无法精确地对这些现象建模。原文请参阅:http:/ 2 仪表放大器 可避免常见的设计陷阱仪表放大器（IA）是运算放大器和反馈电阻的结合，用于精确地获取和放大信号。使用这些通用放大器的一个常见错误是没有为输入偏置电流提供一条通路。25年以来，我们一直在向人们展示一幅图表，强调正确运行所要求的必要输入偏置，但广大设计人员似乎都没有注意到这一点。之所以会这样也许正是因为它的名字仪表放大器。它听起来像是实验室仪器，例如：示波器或者频谱分析仪等，包括一些随时可用的输入。好吧，差不多是这样，但仪表放大器需要您更小心一些。每个输入都直接连接至双极晶体管基极（请参见图 1a）或者 FET 栅极（请参见图 1b）。双极晶体管要求基极电流工作。浮动热电偶电压源不提供该电路通路。没有该电流通路的情况下，输入会出现饱和，从而形成无效输出电压。即使是一个极低输入偏置电流的 FET 输入 IA（例如：INA116）也要求一条偏置电流通路。尽管首次上电时图 1b 所示 AC 耦合电路可能会看似正常工作，但输入电容会通过微输入偏置电流缓慢充电，并且输出好像会不稳定或者偏离其起始值。每个输入的接地电阻器会对该电路正确偏置，同时在 FET 输入的输入偏置电流极低的情况下 10M 电阻会非常有效。请注意，许多电路均不会要求采取特殊的预防措施。如果差动输入电压源能够提供输入偏置电流，并且其参考导电通路接地，则无需特殊预防措施。请参见图 2。图 3 显示了正确偏置 IA 输入的三个例子。所选应用和 IA 的特性不同，图中所示电阻器值可能也会不同。在如何提供这种电流通路方面，存在许多差异。图中仅显示了三种通用案例。只需一点点创造性，您便可以找到一种适合您应用的方法。如果您对我们的高精度放大器有什么建议，请访问我们的论坛。我又一次想到了这种放大器的名字：仪表放大器，这可能就是它经常被人忽略的原因。顺便说一下，在处理运算放大器输入时我们也可能会犯同样的错误。至于原因，我认为无需解释，不是吗？原文请参阅:http:/ 3 差动输入钳位 它们影响您的运算放大器电路吗？之前，我们讨论了运算放大器用作比较器时，内部差动输入钳位二极管对运算放大器的影响。我提出了一个问题这些钳位会影响运算放大器电路吗？运算放大器在两个输入端之间的电压应大约为零，那么，在标准运算放大器电路中这些二极管绝不会正向偏置又或者，它们会正向偏置？稍微提醒一下，我们正在讨论的是一些可能出现某些运算放大器中的差动钳位二极管，请参见图 1。通常在基本非反相放大器配置结构（包括一种简单的 G=1 缓冲器放大器）中，可以看到运算放大器电路的影响。下面来看一下一个正向输入步进。输出无法立即跟随浪涌输入电压变化。如果输入步进大于 0.7V，则 D1 导电，从而影响非反相输入。当运算放大器正转向至其新的输出电压时，运算放大器输入端的电流会突然增加至某个更高的尖峰值，参见图 2。最终，当输出“赶上”输入时，一切又变好了。许多应用本身就是处理慢或者带限信号的，其远低于运算放大器的转换速率，因此肯定不会出现这种情况。在其他一些应用中，即使输入电压快速变化，输入端电流瞬态也不会对电路运行产生不利影响。但在一些特殊情况下，输入电流脉冲会导致许多问题。一种值得注意的情况是多路复用数据采集系统。下图显示了这种系统的一个简化案例，其只有两条输入通道。本例中，多路复用器在通道 1 和通道 2 之间切换，因此要求 U1 的输出能够快速地从-5V 转换至+5V。D1 正向偏置和由此产生的输入电流瞬态通过多路复用器开关，从而释放 C2 的电压。R/C 输入滤波器通常用于在通道切换期间保持稳定的电压，但是电流脉冲部分对 C2 放电。现在，C2 需要更多时间来重新充电至正确的输入电压，从而降低了复用速率，也即降低了精确度。解决方法是为 U1 选择使用一种没有差动钳位的运算放大器。如 OPA140 等FET 输入放大器，均拥有低输入偏置电流（以便减少 MUX 串联电阻的负担），并且没有差动输入钳位，极为适合多路复用输入。OPA827 在大多数应用中都表现优异FET 输入、非常低的噪声、高速且稳定快速。但是，它有一些差动输入钳位，因此 OPA827 或许并非运算放大器多路复用器的最佳选择。之前的博文重点讨论了差动钳位，介绍了使用各种运算放大器类型的一般原则。详情请参阅运算放大器用作比较器。我并不想让读者产生这样的印象：差动输入钳位运算放大器有风险，应该避免使用，但事实并不是这样的。少数情况下，它们会影响您的电路。但如果知道这一点，您就不会做出盲目的选择。您发现差动输入钳位在其他方面影响到您的电路吗？原文请参阅:http:/ 电流源（以及电流阱）对顺从电压范围的理解许多人在我们的论坛询问如何进行各类电流源的设计恒定电流、压控电流、AC 电流、大电流、小电流、有源电流源以及无源电流阱等。一篇博文不可能说清所有这些内容。但是，我可以为您介绍一些基础背景知识，并为您提供一些获取更多详情的链接地址。重点是，电流源不可能在没有必要电压的情况下迫使电流流入负载。把某个电流源看作是一个电路，它对其输出电压进行调节，以使预期电流流入负载。如果没有 10V 的电压，则您无法使 10Ma 的电流流入 1k-ohm 负载。或许更加重要的是，在没有形成 1000V 输出的情况下，您无法使 10Ma 的电流流入 100k 负载。每过一段时间，就会有人问我们如何使用一些简单的运算放大器电路，在没有 1000V 运算放大器甚至 1000V 电源的情况下完成上述不可能完成的任务。正如我的同事所言：“这是欧姆定律，而非欧姆建议。”这里的问题是，理解电流源的顺从输出电压范围。它是电路保持恒定电流的电压范围。我用图 1 所示的电路作为示例（实际为一个电流阱）进行说明一下，它是一款经过无数工程师设计和改进的电路。使用 REF1112 分路调节器（像齐纳二极管，但为低压），在运算放大器输入端形成参考电压。通过 R2 反馈重复形成相同的电压。由于漏电流实际与源电流完全一样，因此这样便得到输出电流。工程师们更喜欢“看图片”，因此我鼓励你们阅读并理解该图中的一些注释。图 2 所示图形模拟显示了这种电路的恒流输出电压范围。电压源 Vs 从 0V 上升至 30V。在这种情况下，负载电压 VOUT 与 Vs 相同，即为 MOSFET 漏极的电压。需要注意的是，由于 Vs 从 0V 增加至 1.2V，输出电流 Iout 也稳定上升。在这一范围，其电压并不足以实现正常的运行。一旦 Vs 刚好达到 1.2V 以上，则电流以 1.25Ma 预期值进行调节，从而保持 30V 恒定电压。1.3V 到 30V 为该电流阱的恒流输出电压范围。模拟过程在 30V 时停止，即所选 MOSFET 的额定电压。使用更高电压的 MOSFET 和更高的电源电压，会极大增加该电流阱的恒流输出电压范围。电流源电路的类型数不胜数。所有这些电流源电路都有其恒流输出电压范围限制。仔细思考，小心操作，您就可以选择正确的电流源类型，并对其进行优化，得到您需要的恒流输出电压范围。原文请参阅:http:/ 输入偏置电流消除电阻 您真的需要它们吗？您会为了匹配您运算放大器电路的输入 DC 电阻而添加一个电阻器吗？请看下面图 1 所示电路。我们中的许多人会教条地认为添加 Rb 是一种“好方法”，并让其值等于 R1 和 R2 的并联组合。我们现在就来研究使用这种电阻器的原因，并思考它的使用是否必要。添加 Rb 的目的是降低输入偏置电流引起的电压偏移。如果两个输入都有相同的输入偏置电流，则流过相同电阻的相同电流便会形成大小相等但方向相反的偏移电压。因此，输入偏置电流不会增加电路的偏移电压。这种基本想法在某些情况下有优点。但在添加 Rb 以前，您都考虑过它的必要性吗？很多时候，R1 和 R2 并联电阻足够低，而输入偏置电流也足够低，这样在没有 Rb 的情况下形成的电压偏移便微不足道。在添加该电阻器以前，请首先计算这种误差。本应用中，我们假设运算放大器的输入偏置电流为 10nA。在不使用 Rb 的情况下，输入偏置电流引起的输入参考偏移电压为：Ib 引起的输入偏移电压=(10nA)(7.5k)=75uV75uV 输入偏移电压会影响您的电路吗？很多时候，这个问题的答案都是否定的，因此为什么要添加电阻器呢。思考您正使用的运算放大器的偏移电压。例如，如果您的运算放大器的偏移电压规格为 1mV，那么 75Uv 输入偏移电压就没有意义了。因此，在为您的电路添加 Rb 以前，请首先把输入偏置电流产生的误差同偏移电压规格进行比较。跨阻抗应用通常利用高反馈电阻器值来对非常小的电流进行放大处理。因此，您可能会忍不住要添加 Rb 来平衡两个输入端的电阻。但是，这些应用一般使用 FET 或者 CMOS 输入运算放大器。由于它们的输入偏置电流非常低，因此偏移误差一般也非常小。Rb 产生的热噪声以及这种高阻抗节点的潜在外部噪声拾取，可能是不使用 Rb的其他原因。由于输入偏置电流的误差最小，为什么要给电路增加更多潜在的噪声呢？有时，我们可能会需要使用偏置电流消除电阻，而且它也是一种有效的方法。但是，许多电路并不会明显受益，甚至会出现性能下降的情况。原文请参阅:http:/ 运算放大器电压范围 输入和输出之解疑释惑我们常常会收到一些与电源有关的应用问题，询问我们运算放大器的输入和输出电压范围到底有多大。既然大家存在这方面的疑惑，那么我们就利用这篇文章来为大家解疑释惑：首先，常见运算放大器并没有接地端。标准运算放大器“不知道”接地的位置，因此它也就无从知道其工作电源是一个双电源（）还是一个单电源。只要电源输入和输出电压在其工作范围以内，就不会出问题。下面是我们需要考虑的三个重要电压范围：1、总电源电压范围。它是两个电源端之间的总电压。例如，30V 的总电压范围为 15V。再如，某个运算放大器的工作电压范围可能为 6V 到 36V。在低压极端条件下，它可能为 3V 或者+6V。在高压极端条件下，它可能为 18V 或者+36V，甚至是-6V/+30V。没错，如果您留心阅读下面的第 2 点和第 3 点，会发现使用非平衡电源也是可以的。2、输入共模电压范围（C-M 范围）一般是相对于正负电源电压而言的，如图 1 所示。使用类似于方程式的方法表示时，假设运算放大器的 C-M 范围可以描述为负轨以上 2V 到正轨以下 2.5V，表示方法为：(V-)+2V 到(V+)2.5V。3、同样，输出电压范围（即输出动态范围性能）是相对于轨电压而言的。这时，它可以表示为(V-)+1V 到(V+)1.5V。这些例子（图 1、2和3）可以运用一个 G=1 缓冲器配置结构进行说明。重点是，图 1 所示例子的输出范围大小被限定为负轨 2V 和正轨 2.5V，原因是输入 C-M 范围受限。在高增益条件下，可能会需要配置这种运算放大器，以达到其最大输出电压范围。图 1 所示的例子是双电源常用的运算放大器典型结构。虽然我们不把它称作“单电源”，但是它的确可以通过将电源保持在规定范围内实现单电源工作。图 2 显示了一种所谓的单电源运算放大器。它拥有一个 C-M 范围，该范围可以扩展至负轨，但通常会稍低于负轨。这样，它便可以应用于更多电压接近零的电路中。因此，尽管不被称为“单电源”的运算放大器可以用于某些单电源电路中，但真正的单电源型运算放大器在这些应用中则更加常见。在这种 G=1 缓冲器电路中，这种运算放大器可从 V-轨（受限于输出大小）得到 0.5V 的输出动态范围，并从 V-轨（受限于输入 C-M 范围）得到 2.2V 的输出动态范围。图 3 显示了一个轨至轨运算放大器。它工作时，输入电压可以等于甚至略微大于两个电源电压轨，如图 3 所示。轨至轨输出意味着，输出电压可以非常接近于轨，但通常在电源轨的 10mV 到 100mV 范围内。一些运算放大器标声称只有一个轨至轨输出，缺少图 3 所示输入特性。轨至轨运算放大器用于单 5V 电源和单 5V 以下电源的情况非常普遍，因为它们可在有限电源电压范围下最大化信号电压输出的性能。轨至轨运算放大器非常诱人，因为它们放宽了信号电压限制，但是，它们并非总是我们的最佳选择。同我们生活中的其他选择一样，它在其他性能方面通常会有一些折扣。但是，这同时就是你作为一名模拟设计人员的价值所在。我们的生活充满了各种复杂的问题和选择，但我们仍然对它充满热爱。原文请参阅:http:/ 差动放大器 良好匹配电阻器不可或缺的器件在单片IC设计过程中，我们常常会竭尽所能地对内部组件进行精确的匹配。例如，精确匹配运算放大器的输入晶体管，旨在获得低失调电压。如果我们必须使用属于我们自己的离散晶体管运算放大器，则我们会得到 30mV 甚至更高的失调电压。精确匹配组件的这种能力包括片上电阻器的使用。集成差动放大器利用高精度片上电阻器匹配和激光修整。这些集成器所拥有的卓越的共模抑制性能，有赖于精心设计集成电路的精确匹配和温度追踪能力。图 1 显示了如 INA133 等差动放大器的常用方法，其对一个低电阻分流器的电压进行测量，从而监测负载的电流。要想抑制 10V 共模电压 Vs，两个输入端增益必须完全相等并且极性相反。图 1 中，我假设为一个理想的运算放大器，但输入电阻相互偏差 3，并且其25k 额定值中存在 0.012%不匹配。这种非常小的电阻误差，会产生 1.2mV 的 10V 共模电压误差。由于分流器电阻的电压为零，10V 共模电压引起的偏移为 1.2mV。在大多数应用中，这是可以接受的，也即常用 50mV 满量程分流器电压 2.4%偏移误差。但是，如果您使用常见 1%或者甚至 0.1%电阻器的差动放大器，则请您仔细检查误差：0如图 1 所示，该表格假设四个电阻器中的两个方向相反，并达到其最大容限，这是对潜在误差的合理估计。如果所有四个电阻器的偏差都达到极限，则这些误差翻倍，但这种情况不可能出现。本例还表明了保持低电源阻抗以及匹配这些差动放大器的重要性。错配电源阻抗带来的额外 3，可能会产生不可接受的误差。值得注意的是，INA133 的内部电阻器并未精确至绝对值。25k 值的精确度仅大约为 15%。在获得电阻器输入端大小相同（极性相反）增益的过程中，R1/R2 和 R3/R4 两个比率至关重要。内部差动放大器起到大多数仪表放大器输出级的作用，其存在相同的问题。现在，知道这些集成匹配内部电阻器的值以后，我们再做一次回顾。稍后，我们将讨论如何利用常见 1%电阻器和优秀运算放大器构建一个完美的差动放大器。原文请参阅:http:/ 构建属于你自己的差动放大器 有时 1%电阻就已经足够了通过上一篇文章，我们知道，集成差动放大器的高精确匹配的电阻器对于获得需共模抑制至关重要。然而，在一种相对常见的情况下，1%电阻器和一个较好的运算放大器便可以构建一个完全合格的差动放大器。当我们在负载“低侧”的情况下使用一个分流器进行电流测量时，共模电压常常非常小。您可能会忍不住想要使用一个标准的非反相放大器来测量该分流器的电压，因为分流器电压为接地参考。但是，仍然可能会有较小的杂散接地电阻压降。您可能需要一种差动测量方法对该电压进行开尔文检测，从而实现分流器的四线连接。由于杂散或者寄生电阻的压降都很小，因此使用中等共模抑制比的差动放大器便已完全足够。正如我们在上周的文章中所讨论的那样，如果在这种自制差动放大器的电阻器中，有两个电阻器错配 1%，则杂散电阻误差电压衰减 100 x，也即 40dB 的共模抑制比。如果这种寄生杂散电阻的唯一电流为已测得的负载电流，则所产生的误差刚好为期望信号的增益误差。它可以为正或者负增益误差，具体取决于电阻器错配的方向。但是，电路板或者系统中常常会存在其他电流，这些电流可能会形成与已测得的负载电流无关的电压。另外，图 2 描述了一个低侧测量案例。在这种情况下，您可能还会需要高精确电阻器匹配。此时，输出电压为偏移电压，并且基准电压应用于差动放大器的“参考”端。这样做的目的一般是为了把输出电压升高至零以上，从而更加精确地处理接近零负载电流的信号。这种方法与我们上周介绍的方法极为相似。这种偏移电压，同我们上周讨论过的大共模输入电压很像。你需要精确的电阻率（例如：使用 INA133 时的电阻率），以确保 Vout 精确匹配 2.5V VR，从而成为参考电压。简易差动放大器是一种重要的电路工具，每一名模拟设计人员都要了解其共模抑制属性和电阻器匹配的相关问题。但是，需要注意的是，用于测量分流器电流的专用 IC 数量众多。TI 将这些 IC 都统称作分流器电流监控器。它们可以在-22V 到+80V 的电压范围，对各种电阻器的电流进行测量。除电流外，它们中的一些还可以测量电压，并计算出功率大小。利用本文介绍的分流器电流监控器选择指南，看这些器件是否能够满足您的需要。补充材料下列 Excel 公式用于计算最接近的标准 1%电阻值。复制下面蓝色部分内容，将其粘贴至 Excel 单元格 A2 中。在单元格 A1 中放入某个电阻值，单元格 A2 便会显示出最为接近的 1%值。您可以将 A2 复制到其他单元格，这样便可以在其左侧单元格显示计算出的电阻值。=IF(A1(INT(0.5+100*POWER(10,IF(96*(LOG(A1)-INT(LOG(A1)-ROUND(96*(LOG(A1)-INT(LOG(A1),0)0,ROUND(96*(LOG(A1)-INT(LOG(A1),0)-1,ROUND(96*(LOG(A1)-INT(LOG(A1),0)/96)*POWER(10,INT(LOG(A1)-2)+INT(0.5+100*POWER(10,(IF(96*(LOG(A1)-INT(LOG(A1)-ROUND(96*(LOG(A1)-INT(LOG(A1),0)0,ROUND(96*(LOG(A1)-INT(LOG(A1),0)-1,ROUND(96*(LOG(A1)-INT(LOG(A1),0)+1)/96)*POWER(10,INT(LOG(A1)-2)/2,INT(0.5+100*POWER(10,(IF(96*(LOG(A1)-INT(LOG(A1)-ROUND(96*(LOG(A1)-INT(LOG(A1),0)0,ROUND(96*(LOG(A1)-INT(LOG(A1),0)-1,ROUND(96*(LOG(A1)-INT(LOG(A1),0)+1)/96)*POWER(10,INT(LOG(A1)-2),INT(0.5+100*POWER(10,IF(96*(LOG(A1)-INT(LOG(A1)-ROUND(96*(LOG(A1)-INT(LOG(A1),0)0,ROUND(96*(LOG(A1)-INT(LOG(A1),0)-1,ROUND(96*(LOG(A1)-INT(LOG(A1),0)/96)*POWER(10,INT(LOG(A1)-2)赶紧动手吧，试一试！原文请参阅:http:/ 电源旁路SPICE 仿真与现实的差距 最近，在我们的高精度放大器 E2E 论坛上，有人给我提了一个问题，并附上了一幅 SPICE 仿真原理图（对此表示感谢！）。它是一个运算放大器电路（具体是什么样的电路已不重要），问题的重点是这个运算放大器电路在电源引脚上包括有一些旁路电容。当然，这可能是因为工程师的仿真程序直接导入电路板布局程序中。在最终电路中，这些旁路电容器至关重要。但是，仿真需要它们吗？使用它们当然没有害处，但是却并不需要。DC 到 THz，零阻抗下 SPICE 的电压源已经堪称“完美”，无需任何旁路电容。下面两个电路在 SPICE 中完全一样。左侧电源旁路电容器没有什么作用；右侧电源和接地长接点并未降低仿真性能。但是，在您的电路板上却有巨大的差异。如果您的电路板布局，在板上的合适位置没有使用有效的旁路方法，也即没有旁路电容，那么您可能无法获得理想的性能。或者，您可能会面临讨厌的振荡问题。不要指责 SPICE 仿真；它不可能为您找出这些问题。即使您利用串联电阻和电感对糟糕的电源旁路建模，宏模未必能够精确地对不利影响建模。电源引脚上，各信号之间相互影响，并可能会引起振荡。这种情况很复杂，不要尝试对其进行建模。实际上，一些旧的宏模甚至不会将输出电流建模为来自电源端的电流。我们提供的一些新的宏模非常优秀，可以仿真放大器对电源噪声的抑制程度，但却无法正确地对其可能产生的不稳定性或者振荡进行建模。在一些我们的 IC 设计中，我们通常会对这些影响进行建模。我们对整个电路进行了十分详细的仿真包括每个晶体管、电阻器和电容器。诸如引线电感和片上线路电阻以及不同电路板布局的电容等寄生组件都包括在内。因此，我们常常会对非完美电源的各种影响进行建模，目的是查看它对器件的影响情况。但是，这种精细度已经超出了宏模能够仿真的程度。使用 SPICE 宏模对您的放大器电路进行仿真是一种好方法，它让您能够清楚地看到许多电路工作时才会出现的问题。我们提供的大多数最新宏模“Green-Lis”版非常优秀，确实是业界最好、最完整的宏模。但它们也只是宏模而已。它们无法仿真电路的所有行为。另外，它们也无法为糟糕的电路布局和电源旁路负责。阅读运算放大器相关文本文件（请参见图 2），可以让您清楚地了解我们的宏模中所包含的一些性能属性和性能表现。多年以来，我们一直向用户提供宏模特性列表。我们免费版 SPICE 程序的 TINA-TI 中，可查看详情，具体操作为：双击原理图符号，然后点击“进入宏”。十多年前的一些宏模应该都不太复杂，因此可能没有包括在这份列表中。后续博文中，我们将进一步深入探究宏模和其他 SPICE 问题。原文请参阅:http:/ 为什么运算放大器会发生振荡 两种常见原因浅析虽然 Bode 图是一种很不错的分析工具，但是您可能没有还发现该图太过直观了。就运算放大器不稳定和振荡而言，Bode 图这是对常见原因的一种直观表述。在反馈信号到达反相输入端时就会发生如图 1 中所示的完美的无延迟阻尼响应。运算放大器通过斜坡至最终阈值并在反馈信号检测到在适当输出电压时的闭合缓缓下降来进行响应。当反馈信号延迟的时候问题就会进一步恶化。由于在环路中有延迟，放大器无法立即检测到其达到最终阈值的进程，进而以过快地向正常输出电压移动的形式表现为过响应。请注意延迟反馈越多最初斜率也就越快。反相输入无法及时接收到其已经达到并传递出正常输出电压的反馈。其将过冲目标并在最终建立时间前需要诸多连续的极性纠正。如果是少量的延迟，您可能只是看到了一些过冲和振铃。如果是大量的延迟，那么这些极性纠正就会永无休止进而形成振荡器。延迟的根源通常是一个简单的低通 R-C 网络。就所有频率而言，这虽然不是一个恒定的延迟，但是该网络从 0 到 90 的逐渐相移会产生一个一阶逼近的时延，td=RC。最常见的有两种情况，R-C 网络不经意间就会在我们的电路中形成。第一种情况是容性负载（请参见图 2a）。电阻就是运算放大器的开环输出电阻，当然电容器就是负载电容了。第二种情况是（请参见图2b）反馈电阻和运算放大器的输入电容形成了 R-C 网络。在这个敏感的电路节点电路板连接也是电容的重要因素。请注意这两个电路具有相同的反馈环路，唯一不同的是输出的节点不同。从环路稳定性的角度来说，他们会产生同样的问题。延迟反馈的这两个因素通常都会起作用如果两个因素同时作用的话会带来更大的麻烦。对于第二种情况需要作一点点解释：就简单的 G=1 缓冲器而言通常不需要反馈电阻，因此更为常见的一种情况是在使用了一个反馈电阻和电阻接地的增益结构中（请参见图 3）。R/C 电路中的这些并联的电阻就形成了高效的 R。关于反馈放大器的 Bode 分析我们还有很多要学习的方面。因此该有关反馈路径中的延迟或相移如何影响稳定性的简单直观表述有助于您诊断并解决一些最常见的稳定性问题。原文请参阅:http:/ 5k 和 10k，获得了明显改善，但仍然产生了约 10%过冲，并有振铃出现。另外，它还给运算放大器带来额外的负载，因此您不能过多地使用这种解决方法。两个电阻器的和为运算放大器负载，因此您可能不希望其太低。更理想的解决方案可能是一个与 R2 并联的电容器 Cc（请参见图 2）。当 R1Cx=R2Cc 时，分压器获得补偿，并且所有频率的阻抗比均恒定不变。这样，反馈网络中便没有相移或者延迟。：）您可以把这种反馈网络比作 10 x 示波器探针的补偿衰减器（请参见图 3），其概念是一样的。探针中的可变电容器允许进行调节，以让两个时间常量相等。请注意，这种示波器探针的响应从未表现出不稳定，即使错误调节时也是如此。为什么呢？原因是它并没有在反馈环路内部。正如让其中一个电容器在示波器探针中可调节来对补偿进行微调一样，您也需要对图 2 所示 Cc 的值进行调节。由于杂散电容存在不确定的影响，因此我们可能无法知道电容 Cx 的准确大小。另外，您可能希望微调电路的响应来达到您的要求。这