CRH2型动车组牵引变流器.docx

CRH理动车组牵引变流器CRH2 型动车组牵引变流器以下简称变流器由单相三 电平脉冲整流器、中间直流电路、三电平逆变器、真空沟通 接触器等主电路设备以及牵引把握装置、把握电源等把握设 备组成。上述设备安装在1 个箱体内，为减轻质量，箱框采用铝合金构造。每个动车设置一台牵引变流器，每台变流器 驱动 4台并联牵引电动机。牵引变流器主电路功能框图参见 图 7.23，脉冲整流器和逆变器主电路功率模块连接图参见图 7.24。主电路功率开关通状态和输出相电压的关系参照表牵引变压器牵引绕组输出的 AC1500V 50Hz 单相沟通电 通过三电平 PWM 永冲整流器变换为直流电，经中间直流回路 将DC63000V再生制动时稳定在 3000V的直流电输 出给牵引逆变器，牵引逆变器输出电压、频率可调的三相交 流电电压为 O-2300V,频率为 O220Hz驱动牵引电动机。 三电平逆变器承受异步调制、5 脉冲、3 脉冲和单脉冲相结如图 7.27 ,内部接线图如图 7.28 ,主要组成部件如表 7.17。 箱体中心位置配置脉冲整流器功率模块2 台和逆变器功率模块3 台。牵引，变流器靠列车侧面配置两台电动鼓风机 主鼓风机，向功率模块冷却器送风。箱体内部集中设置真 空接触器、继电器单元和牵引把握装置等，便于集中检杏。表 7.17 牵引变流器主要组成部件编号名称件数备注1箱框12脉冲整流器功率模块23逆变器功率模块34牵引把握装置15热交换器2、真空接触器17充电单元18过电压抑制晶闸管OVTh单元l含 DCPT 单元9门极电源11O继电器单元111电阻器单元112充电单元113接地电流检测GCT单元114过电压抑制晶闸管OVTh单元1含 DCPT 单元15门极电源116沟通电压检测器ACPT117继电器单元118电阻器单元l19空气过滤器1 套620佥杳面外罩3 种左电曲孳苗入门用制电空箱应 出丁繼卿人口ocrb 丘把握 d 源单元HEI z 咻 41 町血黑外也瞧fi*l 7. 2< 草引變锻鼎站恂IS$门N?.r -心“翠甲V电9 «x即5 *L* 9J;1OCT”»£RC也IILteSV l*Q11 gowI5JIW1 j&L- 财CO1Jc - Uh.j.tA- » . if I >It1 i:t 1 LtiJXVgt 际 Lttf< sum 甑LMlWriS111卜DULL11EEVii!ITW1M ；HmM:lEVld 1HC-KLEJ：<：V- lt”.-V11m.:”- 7 - ； T 1”UCLA.*XVL3&CS 1 J0»V NY :S -> *4：UIAHflE7.5.1 脉冲整流器工作原理和技术参数7.5.1.1 概述动车组的脉冲整流器局部由单相三电平电压型PWM脉 冲整流器和沟通接触器 K 构成。可实现沟通电网侧功率因数接 近 1；电网电流尽可能接近正弦，消退谐波，最大限度地提 高电网的经济效益，削减电网对四周环境的电磁污染；在电 网电压或负载发生变化时，能够维持中间直流电压的稳定， 给电动机侧逆变器供给良好的工作条件。脉冲整流器还可以 实现牵引、 再生工况间快速平滑地转换， 牵引时作为整流器， 再生制动时作为逆变器。牵引工况下，以牵引变压 器牵引绕组的 输出电压 (AC1500V、50Hz)为输入，通过牵引把握装置的把握，实现 输出直流电压为 26003000V(按速度范围变化可调) 的定电 压把握以及牵引变压器原边电压、电流单位功率因数的把握。 此外，还可通过牵引把握装置实现保护功能。再生制动时脉 冲整流器工作在逆变状态，以中间回路支撑电容器输出电压 DC3000V 为输入，向牵引变压器侧输出 AC1500V 50Hz 电压。 沟通接触器 K 把握输入侧主电路的接通、断开。与传统两电平脉冲整流器相比，CRH2 型动车组脉冲整流器具有以下优点：(1) 每一个功率器件所承受的关断电压仅为直流侧电压 的一半。这样在一样的状况鼍下， 直流电压可以提高 1 吖立， 容量也可以提高l 倍。(2) 在同样的开关频率及把握方式下，三电平脉冲整流 器输出电压或电流的谐波大大小于两电平脉冲整流器，因此 它的总的谐波失真 THD 也要远小于两电平脉冲整流器。(3) 三电平脉冲整流器输入侧的电流波形即使在开关频率很低时，也能保证确定的正弦度。7.5.1.2 工作原理CRH2 型动车组单相三电平 PW 脉冲整流器的主电路如图7.29 所示。LN 和 RN 分别为牵引绕组的等效漏感和漏电阻，Ta1Ta4,TblTb4,为额定值 3300V/I200A 的 IGBT 或 IPM,Da,D”a , Db, D”b 为钳位二极管。C1 和 C2 为直流侧两个支 撑电容。该电路的把握局部承受PWM 调制方式，沟通输入端的电压 uab 是用 5 电平的脉冲来等效的正弦波，这5 个电平分别为 Ud, Ud/2, 0, -Ud/2 , -Ud,uab 中含有和正弦信号同频率 且幅值成比例的基波重量以及和载波频率有关的高次谐波， 而不含有低次谐波。输入端的电压。波形如图7.30 所示。由于牵引绕组漏感 L。的滤波作用，高次谐波电压只会在交流侧电流 iN 产生很小的脉动，可以无视，贝 U 脉冲整流器主电路可以等效为如图 7.31 所示电路I S0000 20IS 730 交慄謀權人堀电吐斗的眩册由图乳 31 可蚓*济關冲轉瀝器的电医先就半韵方稈为*g 闷 LHs +/?八 + 1/丄<7. 7)U,-竜引烧姐电压相址乍K 常引挠粗电庫的基波相 04制电压的墓渡郴R MLM I Irrw $科_|U純C/ab图 7. 31 脉冲整流器等效电路在牵引绕组电压 UN 确定的状况下，IN 的幅值和相位仅 由 Uab 的幅值及其与 UN 的相位差来打算。转变基波的幅值 和相位，就可以使 IN 与 UN 同相位或反相位。在牵引工况下， IN 与 UN 的相位差为0°，该工况下的矢量图如图 7.32(a) 所示，此时 Uab 滞后 UN；而对于再生制开工况，IN 与 UN 的 相位差为 180。，该工况下的矢量图如图7.32(b)所示，此时 Uab 超前 UN,电动机通过脉冲整流器向接触网反响能量。 这也就说明脉冲整流器可以实现能量正反两个方向的流淌，既可运行在牵引状态，从牵引绕组向直流侧输送能量，也可 以运行在再生制动状态，从直流侧向牵引变压器输送能量对于单相三电平脉冲整流器的工作原理再作如下说明 为了便于分析，定义抱负开关函数SA 和 SB 如下：1I儿和口导通10 T » T 課通1 1uHl T“和几#通(7.8)口和T壮导通1 -1 T/T0 A 和 T 出导通(7.9)爲通由式8)和(7.9)可将主电路等效为图 7.33，每组桥臂 可以等效为一个开关， 该开关具有 1、O -1 三种等效状态， 两组桥臂有 32=9种开关组合，则主电路有开关状态及相应的电压值如表9 种工作模式。7.18 所示。其中 Uc1 为直流侧支撑电容 C1 上的电压，Uc2 为直流侧支撑电容 C2 上的电 压。表 7.18 工作状态及输出电压Ta1a2a3Ta4Tb1Tb2Tb3Tb4SASBuaouboubabMode1O011O0l1UclUc10V0110O111O1OUc10Uc1V1110OOO11l-lUcl-Uc2Ucl+Uc2V2011O10OOlOUcl-Uc1V20O01100OO00V201O00110-1O-Uc2Uc2V50O111l00-ll-Uc2Uc1-Ucl-Uc2V6001O110-10-Uc2O-Uc2V700110O1-1-l-1-Uc2-Uc20V8C|丰袞滩厠軍1 WOV50 HzAI °也间直流於出CH 7.33 骡冲藝就器的丹孟曲泊乎效电路阳工作状态 V0(SA=1, SB= 1):开关管 Tai, Ta2, Tb1 和Tb2 导通，Ta3,Ta4,Tb3 和 Tb4 关断，网侧端电压 uao = UC1, ubo = UC1 和 uab=0。假设网侧电源电压 uN>0。则网侧电流 电源电压，电容 C1 和 C2 通过负载电流放电。工作状态 V1(SA= 1, SB= 0):开关管 Ta1, Tb2, Tb2 和Tb3 导通，Ta3, Ta4, Tb1 和 Tb4 关断，网侧端 Uao= UC1, ubo=0 和 uab=UC1 假设正向电源电压“ uN 大于或小于直 流侧电压 Ud 的一半，贝 U 网侧电流 iN 增大或减小；网侧电 流对电容 C1进展充电，而电容 C2 通过负载电流放电。工作状态 V2SA= 1, SB= -1:开关管 Ta1, Ta2, Tb3 和Tb4 导通，Ta3, Ta4,Tb1 和 Tb2 关断，网侧端电压 uao = UC1 ubo= -UC2 和 uab= UC1+ UC2 正向网侧电流 iN 减小， 正向网侧电流对电容 C1 和 C2 进展充电。工作状态 V3SA= 0, S 吐 1:开关管 Ta2, Ta3,Tb1 和 Tb2导通，Ta1,Ta4 , Tb3 和 Tb4 关断，网侧端电压 uao= 0, ubo = UC1 和 uab=-UC1。假设反向的电源电压 uN 大于或小 于直流侧电压Ud 的一半，贝 U 网侧电流 iN 减小或增大; 反向网侧电流对电容C1 进展充电，而电容 C2 通过负载电流 放电。工作状态 V4SA= Q SB= O:开关管 Ta2, Tb2 和 Tb3 导通，Ta1, Ta4, Tb1 和 Tb2 关断，网侧端电压 uao = Q ubo =0 和uab= Q 假设网侧电源电压“ uN>0,则正向网侧电 流 iN。增大，电容C1 和 C2 通过负载电流放电。工作状态发 V5SA= Q，SB= -1 :开关管 Ta2，Ta3，Tb2和 Tb3 导通，Ta1, Ta4, Tb1,和 Tb2 关断，网侧端电压 uao =0,ubo= -UC2 和 Uab= UC2 假设正向电源电压 uN 大于或 小于直流侧电压 Ud 的一半，则网侧电流 iN 增大或减小； 网侧电流对电容C2 进展充电，而电容 C1 通过负载电流放电。工作状态 V6SA= -l , SB= 1:开关管 Ta3, Tb1 和 Tb2 导通，Ta1,Tb2 , Tb3 和 Tb4 关断，网侧端电压 uao = -UC2, ubo = UC1 和 uab = -UC1-UC2。反向网侧电流 iN 减小，反向 网侧电流对电容 C1 和 C2 进展充电。工作状态 V7SA= -1 , SB= 0:开关管 Ta3, Ta4,Tb2 和Tb3 导通，Ta1,Tb1 和 Tb4 关断，网侧端电压 uab = -UC2, ubo =0 和uab = -UC2。假设反向的电源电压 uN 大于或小于直 流侧电压Ud 的一半，贝 U 网侧电流 iN 减小或增大；反向网 侧电流对电容C2 进展充电，而电容 C1 通过负载电流放电。工作状态 V8SA= 1, SB=-1:开关管 Ta3,Tb3 和 Tb4 导通，Ta1, Ta2,Tb1 和 Tb2 关断，网侧端电压 uao= -UC2, uao =-UC2 和 Uab= Q 假设网侧电源电压 uN> 0,则正向网侧电 流 iN 增大， 电容 C1 和 C2 通过负载电流放电。7.5.1.3 技术参数把握方式 单相三电平电压 PWK 整流器额定参数 1285kVA单相沟通 1500V, 857A, 50Hz输入1296kW直流 3000V, 432A输出 97.5 以上 牵引电动机额定 效率功率因数 97以上 在额定负载条件下,除关心 电路和把握电路外 载波频率 l250Hz整流器构成设备尺寸1015mn550mnX 610mm(W LX H)质量 190kg装备零部件主把握元件 高耐压 IPM/IGBT3300V1200A1S2P4A 钳位二极管高耐压二极管 3300V1200A1S2P2A支撑电容器 2125 X(1 ±10%)卩 F关心电路 一套(包括：缓冲电路，接线盘等 )7.5.2 逆变器工作原理和技术参数7.5.2.1 工作原理 逆变器局部以支撑电容器电压为输人，牵引把握装置控 制 IGBT 或 IPM 的开通或关断。牵引时逆变器输出电压和频率可调的 3 相沟通电，把握 4 台并联牵引电动机的转速和转 矩。再生制动时以牵引电动机输出的 3 相沟通电源为输入， 向支撑电容侧输出直流电压。牵引电动机把握承受矢量把握方式，转矩电流和励磁电 流独立把握，以提高转矩把握精度、响应速度及电流把握性 能。电路构成承受与脉冲整流器一样的三电平构造。由于中 间直流回路没有二次滤波回路，应在逆变器的脉宽调制方式 中承受确定的把握策略来抑制脉动直流电压对电动机转矩 产生的影响。三电平逆变器主电路承受两主管串联与中点带钳位二 极管的方案，如图 7.34 所示。这种主电路方案可使主管耐压值降低一半。图 7.34 中一相桥臂的 4 个主管有 3 种不同 的通断组合，对应着 3 种不同的输出电位，见表 7.19 所示。图 7.3d 三电平逆变器主电跻原理图由表 7.19 看出，主管 TUI 和 TU3 栅极上把握脉冲是互表 7.19 主管开关状态与输出电位模式TU1TU2TU3TU4输出相电压 uUOP通通断断ud/20断通通断0N断断通通Ud/2反的，主管 TU2 和 TU4 也是如此。同时规定输出电压变化只 能是由正到零，零到负或相反的变换，不允许正负之间直接 变换。此外，电压型逆变器中各主管通断转换中必需遵循先 断后通的原则，如表中 uUO 从+Ud/2 到零变换时，先断 TUI 后通 TU3,其余类推。逆变器对异步电动机实行变频调速时， 在根本转速范围内应保持电动机主磁通恒定。依据电机学原 理，这需要电动机的基波电压 U1 跟随基频 fl 接近正比例变 化。(1)根本思路7.5.2.2 空间电压矢量调制把握当电动机供以三相对称电压uU, uV 与 uW 时，依据空间矢量理论，其空间电压矢量Ur，可表示为：Ur = 2(uU + 入 uV+ 入 2uW)/3(7.10)式中入=ej2 n /3。当三相对称电压为正弦变化时，空 间电压矢量Ur 的运动轨迹为圆形。当三电平逆变器输入恒 定直流电压且 UC 仁UC2 时，其可能的空间电压矢量组合共 33= 27 种，如图 7.35 所示。其中零矢量(幅值为 0)有三个： ROOO RPPP 与 RNNN 内正六边形的每个顶点有两种可能的 组合，如图 7.35 中所示的 RONN 矢量与 RPO 供量处于同一 点。除去上述 8 种重复的矢量，三电平逆变器共有19 种独立的空间电压矢量。(2) 空间电压矢量合成计算如图 7.35 所示，外正六边形各顶点的电压矢量将电压矢量图分成六个大的对称正三角形区域(每个区域为 60 °); 再把各相邻电压矢量两两相连，则可将三电平逆变器空间电 压矢量图分成 4 个小的正三角形其中每个大三角形区域包 含 4 个小三角形。对每个大三角形区域进展分析，可得到 整个 360°范围内的工作状况图 7.36 是中间大三角形区域 放大图。在不同的供电频率下，电机定子电压合成的空间 电压矢量的幅值不同，则合成的电压矢量端点轨迹分别落在 图 7.35 的内正六边形、内外正六边形之间或内外正六边形 中对应图 7.36 分别在、区域，、区域或、区域。欠 MPMOPhJPPMI R PPPCD© zM PRO用NONilr 尺 ooo7- 36区域放大图下面以图 7.36 为例分析空间电压矢量的合成。期望的合成电压矢量落在、区域内，则由 ROPORNONRPPO ROOF 和零矢量合成。设 ROPO 与 RNON 为 Z1,作用的时间为 T1; RPPO 与 ROO 助 Z2，作用时间为 T2;零矢量作用时间为 T3;脉冲周期为 T。依据空间电压矢量等效原则，则有卜讪斜丄 1?聽曲 L 闫-谄曲(112)ud i5 工Uj由表 7.19、式( 7.11)及式(7.12)可得到 T1, T2, T3 分 别为式中：U 为相电压峰值；0 为相电压合成空间电压矢量 的幅角；Ud 是中间直流回路电压，由上面分析可知，在整个 360。范围内各小正三角形顶点电压矢量所用时间均可由式(7.11)和式(7.12)计算。(3) 空间电压矢量施加挨次的选择原则在选择空间电压矢量时，为了削减逆变器开关元件的开 关损耗， 三电平逆变器仅有一条支路的开关元件产生通断动 作，并且每条支路状态只能由P 变到 O, N 变到 Q 不允许 P与 N 之间直接互变。同时还要考虑到矢量图中各小正三角形 之间过渡的平滑性等问题。7.5.2.3 改善中点电位偏移的 PWM 空制方式三电平逆变器的中点电位是由两个相等且容量较大的支撑电容分压而得到。在变频调速过程中，尤其在低频或低 转速状况下，由于支撑电容不行能无限大，中点电位难以维 持零电位而发生偏移。这将提高对主管耐压的要求，影响输 出电压的对称性，不利于整个系统工作。为此，要实行措施 抑制或把握中点电位的偏移。抑制中点电位偏离的空间电压矢量PWM 空制，方法是根据每个脉冲周期内合成空间电压矢量幅值相等的原则。由上 述可知， 三电平逆变器电压矢量有 3 个零矢量 ROOO,RPP，P RNNN 或简写为 OP, OO ON，内正六边形顶点的矢量幅值为 外正六边形顶点矢量幅值的一半，每顶点有两种可能的组合， 如图 7.35 中 RPOP 与RONOi 于同一顶点。除去上述 8 种重 复的矢量，三电平逆变器共有19 种独立的电压矢量。然而 通过对这些冗余的电压矢量的选择，可以抑制中点电位的变 化。把内六边形顶点的 12 个电压矢量分成两类： 一类为 RPOOROPO,ROO 三者简称为 aP,矢量与 RPPO, ROPP RPOP 三 者简称为 bP 矢量 ，这类电压矢量接通时，中点的上部电容 参与工作。另一类为 RONN RNON RNNO 三者简称 aN 矢量 与 ROON RNOO RONC 称为 bN 矢量，它们接通时下部电容 参与工作。所以这些矢量参与工作时会影响中点电位的稳定 性。为了抑制中点电位偏移，应在某个短的调制周期内成对 选取上述的电压矢量，使中点的上部电容与下部电容参与工 作的时机均等 或说经由中点流出与流人的总电荷量为零 。 下面以内正六边形区域为例来说明电压矢量平均值方式的工作原理。与一般两电平逆变器中相类似，零矢量、相邻个电压矢量的作用时间 T1, T2, T3 分别为：M把握PW60。的两式中 960。扇区中角度变量;T 60°扇区中每等分的小角度所对应的脉冲周期；m 与合成电压矢量幅值、中间回路直流电压及基波 频率 f1 有关的系数。在三电平逆变器中，相邻 60。的电压矢量各有两个，可 选的电压矢量比两电平的多一倍，但同样要留意每次转换时 开关次数应最少，图 7.36 给出一个扇区中电压矢量的连接 或转换 关系。为抑制中点电位偏移，在承受脉冲周期内合 成电压矢量幅值相等的准则时，应当使aP，bP 矢量与 aN，bN 矢量成对消灭。为此由三电平电压矢量连接关系图 7.36,可选取如下调制或转换方式：F 信号是依据中点电位偏移及牵引或再生工况来给出的。 从上述分析可以看出，以两个脉冲周期 T 为一个单元， 成对地选取内六边形的功能一样但组合不同的电压矢量，以 抑制中点电位变化且维持其不变。7.5.2.4 矢量把握策略1 矢量把握思想 由电机把握原理可知，直流电动机励磁电流If 所产生 的主磁通$与电枢电流 I。产生的电枢磁势 Fa 在空间是相互垂直的，两者没有耦合关系，互不影响。假设不考虑磁路饱和 的影响， 直流电动机的电磁转矩可由下式表达其中 If 和 Ia 是把握量，也可看做是正交或解耦的“矢 量”。在正常运行条件下， 励磁电流 If 维持电机的磁场磁通， 电枢电流 la 转变转矩。由于两者是相互解耦的，所以在静 态和动态两种状况下，都能保持转矩的调整具有高灵敏度， 使系统的动态性能得到优化。与直流电动机相比，异步电动机的状况要简洁得多。在 异步电动机中定子电流并不和电磁转矩成正比，它既有产生 转矩的有功重量， 又有产生磁场的励磁重量。异步电动机的 电磁转矩如式表示它是由气隙磁通$ m 和转子电流有功重量 Ircos $ r 相互 作用产生的。即使当气隙磁场保持恒定时，电动机转矩也不 但和转子电流 Jr 有关，还取决于功率因数角，即取决于电 动叽的转差率。因此，在动态过程中要快速、准确地把握异 步电动机的转矩就比较困难。从图 7.37 可以看到，转子磁链书 r，和转子电流 lr 在 相位上相互垂直，而且书 r = mcos$ r,把这一关系代入式19)可得电机的转矩为T= Cg rlr(7.20)上式在形式上与直流电动机的转矩特性格外相像，假设 设法保持转子磁链恒定，则把握转子电流就能把握电动机的 转矩。假设进一步把异步电动机的矢量关系变换到同步旋转 d，q 二相坐标系上，并将 d 轴沿转子磁链方向定向，则异步电 动机的定子电流 is 可以沿 d 轴和 q 轴分解为 id 和 fq，其矢 量关系为式中 id 是用来产生转子磁链 书 r 的励磁电流，fq 代表 电动机的转矩电流。假设在电动机的调速过程中维持定子电 流的励磁重量 id 不变，而把握转矩重量 iq，由于两个重量 相互解耦，所以能使系统具有较好的动态特性。综上所述，将三相异步电动机变换到 d, q 同步坐标系， 并使励磁d 轴在转子磁链 书，方向定向，即可实现磁场电流 id 和转矩电流 fq 的独立把握，这就是矢量把握的根本思想。矢量把握系统的根本构造如图 7.38 所示。图中给定信号和反响信号经过类似于直流调速系统所用的把握器，产生 励磁电流的给定信号 i(*,d)和转矩电流的给定信号 i(*,q), 经过 d, q 坐标系到 a ,B (静止)坐标系的逆旋转变换，得 到 i(*,a) , i(*, B )的给定值，再经过二相/三相变换，得到三相电流给定值 i(*,U) ，i(*,V) 、和 i(*,W) 。将这三个电流把握信号和把握器直接得到的频率把握信号 ws 加到变频 器上，就可以输出异步电动机调速所需的三相变频电流。变 频器的右边是检测变换电路和电动机的模型， 相电流 iU，iV ， iW 通过三相/二相变换， 再经过旋转矢量变换VR 得到 id和 iq 变频把握器构成了变换和反变换的两极，以便使把握 参量 i(*,d)和 i(*,q) 分别与变量 id 和 iq 相对应。在设计矢量变换把握系统时，可以认为，把握器至变频 器之间的逆变换和变频器至电动机模型之间的正变换可以 相互抵消， 假设再无视变换器中可能产生的滞后， 则 i(*,d)， i(*,q) 到 id ， iq 的动态响应是瞬时的。因此，矢量把握系 统也可以到达良好的静、动态性能。(2)CRH2 型动车组牵引电动机把握策略CRH2 型动车组承受转子磁场定向间接矢量把握技术实 现对逆变器和电动机的把握。输入支撑电容器电压，依据牵 引把握装置把握信号，输出变频变压的三相沟通电对 4 台并 联的电动机进展速度、转矩把握。再生制动时牵引电动机发 出三相沟通电，向支撑电容器输出直流电压。牵引电动机控 制承受矢量把握方式，独立把握转矩电流和励磁电流，以使 转矩把握高精度化、反响高速化，提高电流把握性能。把握框图如图 7.39 所示：FF+>THV电310IV把握局部各单元介绍： 转矩把握单元图 7.40師解ttn itchi ii-NXHWHIiZ-m r-*5 OO-ET0-!旳抱冃牵引时按换挡notch指令动车组总共有 10 个挡位，见图 7.40 中所标识及转子频率设定转矩指令，制动时按制动力指令设定转矩指令。逆变器闸控开头时利用斜坡函数升到目标值，换空挡notchoff 时转矩利用斜坡函数降到目标值。转矩增量运算模块的功能：计算在起动、升挡notchup换空挡过程中，计算 1S 内从变化前的值变化到目标值的转 矩。转矩设定值变化趋势如图 7.41 所示。 恒速把握单元 将输入恒速指令时的速度作为设定速度。为保持此速度， 转矩指令依据速度偏差进展恒速把握，见图 7.42 。 转子磁通指令计算转子磁通指令依据不同的调整方式，按图 7.43 设定。a、b 分别为各个调整方式的转子磁通指令计算方法。a. VVVF 把握方式 转子磁通指令根本为定值，但在单脉冲方式的速度域换空挡时或再次运行时到达单脉冲为止，使用的转子磁通指令 是利用单脉冲切换频率和逆变器频率的比计算。因此，在此 领域上的转子磁通指令取的是利用单脉冲切换频率与变频 频率的比计算的值和转子磁通初期设定值中的低位值。b. 单脉冲把握方式 使用逆变器输出频率、电动机常量及转矩指令，计算转子磁通指令，使调制系数到达实现矢量把握。100，即在单脉冲领域上也 电动机定子电流变换将 3 相电动机定子电流 IU， IV， IW 变换为矢量把握系 统旋转坐标系下的 d 轴电流 ids 及 q 轴电流 iqs 。变换使用 相位 B按逆变器输出频率积分得到，计算公式为： 矢量把握计算通过矢量把握，把电机定子电流 1 分为相当于转矩局部 的 q 轴电流 i(*,qs) 和相当于转子磁通局部的 d 轴电流 i(*,ds) ，分别独立把握。其中：T(*,e) 转矩指令；书(*,r)转子磁通指令；L电动机互感；Lr 电动机转子电感；叩 极对数。在以逆变器频率同步旋转的d-q 轴旋转坐标下，电流表示如图 7.44。另外、利用 d 轴、q 轴电流指 令 i(*,ds)、 i(*,qs) 及电动机常量(Rr :电机转子电阻值、Lr:电机转子自感)，按式 7.24 计算转差频率指令 fsl ： 电压前馈 (FF) 计算依据 d 轴、 q 轴电流指令 i(*,ds)， i(*,qs) 逆变器频率ws，电动机常量，按式(7.25)计算前馈电压指令值 E( *,ds )、E(*,qs) 。其中: Rs电动机定子电阻值； Lm电动机互感；Ls 电动机定子自感；Lr电动机转子自感。上述图 7.45 所示。d 轴、q 轴的前馈电压矢 量如 恒电流把握为了使 d 轴、q 轴的反响电流(ids,iqs) 分别追随于 d 轴、 q 轴的电流指令(i(*,ds),i(*,qs)，将各自的电流偏差输入PI 调整器，把由此得到的电压分别作为压(uds,uqs)。d 轴、q 轴的反响电 调制系数计算丁 1 = IT 1 一Tf =-2/HT!sin(y <7, 13>y )用 d 轴、q 轴电压指令 u(*,ds)，u(*.qs)和滤波电容器的输出电压 Ud,按下面公式计算调制系数 电压相位计算用 d 轴、q 轴电压指令 u(*,ds)计算旋转坐标系下电压矢量的相位角m。，u(*,qs),按式(7.23)Y 。如图 7.46 所示。 转差频率补偿把握为使 q 轴的反响电流(iqs)跟随 q 轴电流指令(i(*,qs), 将电流偏差输入到PI 调整器，由此得到转差频率补偿值fsl ,再加上转差频率指令 fsl 可得转差频率 f(*,sl)。此控 制系统在不能进展电压把握的1 脉冲调整方式中实施。11 把握模式切换为在 VVVF 把握方式中实施电压把握，在输出电压固定 的 1 脉冲把握方式中实施转差频率补偿把握，依据逆变器频 率切换把握器。12 逆变器频率计算逆变器输出频率为转差频率 f(*,sl) 、转子电阻补偿差 频值 dsr、转子频率 fr、无拍频率把握补偿项BEATP 之和。电机定子电流从 3 相变换到 2 相所使用的相位 B 可依据逆变 器频率的积分计算。13 无拍频率把握 为抑制电网频率与变频频率干扰而产生的振动，依据BPF 抽取滤波电容器电压上呈现的脉动特定频率 (50Hz 或者 60Hz:按接触网频率切换) ，在其输出上加上与逆变器频率 相应的增益，计算无拍频率把握项。14 转子电阻补偿 在电动机运转中，转子电阻值随电动机温度变化而变化，转子电阻补偿具有推想转子电阻值并进展补偿的功能。即对 各个 d轴、 q 轴电压指令 U(*,ds) 、 u(*,qs) 的大小与 d 轴、 q 轴的前馈电压指令 E(*,ds) 、 E(*,qs) 的大小相比较，输出 使偏差为 O 的转子电阻补偿值 dsr。如图 7.47 所示。琳 * bf* At-* 氧 h £(S0 - T-甲*- TfTHWtUi元准片加驶脚筑叭力丈厂出建*时嗣匚+入 + Tj + 人+TN+T.*+心 21 鞋 + TH汀MTt *先豪軒 3 进趴】IF 用时哥耳一片与虹电压覺作用時町Tj h 与 k 电用矢 tffJWM.TTZTjTtf+<fN=3L设申点电财林财几测朕抽帧餌杓+鬥和 fXWffTj-TjCl+F) T.j.-Tjd-F)TjCl + F) LN“TJ<1-F)零先时恫为鞫冲用期 T 廉去上 if 电币矢債悴用櫥即(7.1$)如廿駢硼机«_ttt 冲用期中 IT + T- =T (Trf + T<)(Lar.j(7,17)15 空转恢复黏着把握依据各轴的速度