基于散射参数法的emi滤波器电磁噪声抑制效果预测-王世山.pdf

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1、2016 年 9 月 电 工 技 术 学 报 Vol.31 No. 18 第 31 卷第 18 期 TRANSACTIONS OF CHINA ELECTROTECHNICAL SOCIETY Sep. 2016 基于散射参数法的 EMI 滤波器 电磁噪声抑制效果预测 王世山 龚 敏 宋 峥 （江苏省新能源发电与电能变换重点实验室（南京航空航天大学） 南京 210016） 摘要 EMI滤波器是抑制传导噪声的重要手段之一，尤其是高性能的EMI滤波器的应用，对电力电子设备的干扰具有很好的抑制作用。基于传输线理论得到并联传输线的共模及差模参数，通过推导和测试得到噪声源阻抗、负载阻抗及其等效结构，求解

2、得到基于阻抗法的插入损耗（IL）。但是，在高频条件下，EMI滤波器及传输线不仅存在自寄生参数，还存在互寄生参数，这些互寄生参数很难通过阻抗法来等效。本文在传输线等效共模与差模参数频率特性的基础上，根据传输线理论得到噪声源阻抗及负载阻抗；以共模滤波器为例，基于阻抗法预测滤波器对噪声的衰减能力，并与实际测试值进行比较。然而，由于阻抗法不能很好地预测高频条件下的噪声衰减，本文以波的“入射与反射”为核心，进一步提出一种利用S参数来预测阻抗不匹配条件下噪声衰减的方法，研究表明，散射参数法由于考虑了元件间的互寄生参数，具有更好的高频性能。 关键词： EMI滤波器 差模噪声 共模噪声 阻抗不匹配 S参数 中

3、图分类号： TM93 Predicting the Suppression Effect of EMI Filter Based on the S-Parameter Method Wang Shishan Gong Min Song Zheng （ Jiangsu Key Laboratory of New Energy Generation and Power Conversion Nanjing University of Aeronautics and Astronautics Nanjing 210016 China） Abstract Electromagnetic interfe

4、rence (EMI) filter is an important component to suppress the conducted EMI noise, especially the EMI filter with high performance. Based on the transmission line theory, the common mode (CM) parameters and differential mode (DM) parameters of parallel transmission lines are obtained, and the source

5、and load impedances are received through calculation and test. Furthermore, the insertion loss (IL) can be calculated by the impedance method. However, in the high frequency, the parameters of EMI filter and transmission line involve not only the self-parasitic parameters but also the mutual parasit

6、ic parameters. These mutual parasitic parameters are very difficult to calculate or be equivalent by the impedance method. Therefore, the parameters of CM and DM filters with transmission line are explored. Then, according to the transmission line theory, the noise source and load impedance are calc

7、ulated. Taken CM filter as an example, the attenuation of noise is predicted by the impedance method, and is compared with the actual test value. However, the prediction on attenuation of noise is inaccurate at high frequency. Thus, this paper further presents a method (S parameter) to predict the a

8、ttenuation accurately under the conditions of impedance mismatch, where the key of this method is the incident and reflected waves. It is shown that due to the 国家自然科学基金（ 51177071），台达环境与教育基金会电力电子科教发展计划（ DREK2013004），江苏高校优势学科建设工程项目，南京航空航天大学研究生创新基地（实验室）开放基金（ kfjj201412）和中央高校基本科研业务费专项资金资助项目。 收稿日期 2015-0

9、7-25 改稿日期 2016-05-07 万方数据 第 31 卷第 18 期 王世山等 基于散射参数法的 EMI 滤波器电磁噪声抑制效果预测 67 consideration of the interaction among the parasitic elements, the S-parameter method has better high-frequency performance. Keywords： EMI filter, differential noise, common noise, impedance mismatching, S-parameters 0 引言 根据国际

10、电磁兼容标准，所有的电力系统及电力电子设备的电磁干扰均需在所选标准线以下。在150kHz 30MHz 间主要是传导干扰为主， 而电磁干扰（ Electromagnetic Interference, EMI）滤波器是抑制传导干扰的主要手段之一1，因此，设计合适的滤波器不仅有利于抑制噪声，使其满足抑制标准，还有利于减小滤波器的体积，防止过设计2。 迄今为止， EMI 滤波器的设计方法主要有以下几种：一种是假设源、负载阻抗均为 50，阻抗匹配条件下对 EMI 滤波器各参数值进行设计3；另一种是假设噪声源阻抗与频率呈函数关系，而负载阻抗为 LISN 端恒定阻抗，通过测试噪声源阻抗的最大值及最小值实现

11、最坏条件下的 EMI 滤波器设计4或最坏情况下的设计5。 然而，受测试要求及环境条件的影响， EMI 滤波器与 LISN 及待测实物间均存在功率传输线，噪声测试电路如图 1 所示，这些功率传输线使得噪声的源、负载阻抗值并不是保持特定值不变6,7，而是随着频率的变化而变化。且处于高频段时，衰减特性受到寄生参数的影响8,9。因此预测实际测试电路中 EMI 滤波器对噪声的抑制效果时，不仅要考虑滤波器本身及引线对噪声的衰减能力，在高频时还要考虑寄生参数影响。 图 1 噪声测试电路 Fig.1 Testing circuit of noise 文献 10提出了一种用于提高 EMI 滤波器特性的方法，均是

12、基于阻抗匹配情况，即在源、负载阻抗均为 50条件下对平面 EMI 滤波器进行设计，而当源、负载阻抗并非为 50时，该滤波器有时不仅不能抑制噪声，反而会放大噪声。文献 11着重研究了存在引线的条件下，谐振峰的变化及其与负载端引线长短的关系。文献 12提出了散射参数（ S参数）的观点，但并未对存在传输线的情况进行详细推导与验证。文献 13,14较为全面地分析了 EMI滤波器的高频特性， 并对源、 负载阻抗为某一非 50定值时进行研究，但是实际中噪声源阻抗并非是一个定值，而是随着频率的改变而变化。因此，该方法并不具有的通用性。 总之，文献研究并未考虑传输线对源、负载阻抗的影响以及如果噪声的源、负载阻

13、抗同时变化对噪声衰减的影响。 鉴于以上原因， 本文以共模 EMI 滤波器为研究对象，对其抑制效果进行预测，尤其对散射参数法及传统方法进行深入探索，并将其预测结果进行比较，证明本文提出方法的有效性。 1 传输线对噪声负载阻抗的影响 在实际电路中， EMI 滤波器负载阻抗为 LISN的阻抗及传输线阻抗之和，其值随着频率的变化而变化。 根据传输线理论，假设传输线无损耗，其微单元的等效电路如图 2 所示15。图 2 中， l、 L、 C分别为传输线单元长度、单位长度电感、单位长度电容，且 l （能传输电波长） 。 图 2 传输线单位长度等效电路 Fig.2 Unit equivalent circui

14、t of transmission line 1.1 传输线的等效差模、共模等效参数 图 3 为传输线的等效电路。如图 3 中所示，当两个导线通入同向电流时，两导线间不存在电容，仅导线与地之间有电容，即共模电容；而当两导线通入差模电流时，不仅存在导线与地之间的电容，还存在导线与导线之间的电容，即差模电容。 两平行传输线布置如图 4 所示， 对于差模噪声，两连接线流入的噪声电流大小相同、方向相反，即 万方数据 68 电 工 技 术 学 报 2016 年 9 月 图 3 传输线的等效电容 Fig.3 Equivalent capacitance of transmission line 图 4 平

15、行传输线 Fig.4 Parallel transmission lines 两导线间的虚线为零电位面16；对于共模噪声，两连接线中的电流大小与方向均相同。 根据传输线理论，可以求得两条传输线间的共模、差模电容，从而差模、共模电感分别为 DM2DM1LCc= （ 1） CM2CM1LCc= （ 2） 式中， c 为电磁波真空中的传播速度， c=3108m/s。 因此，对于共模滤波器而言，其单根传输线与地之间的阻抗为 CM0CMCM CM1LZCCc= （ 3） 两根导线与地之间的阻抗为 0CM0CM2ZZ = （ 4） 对于差模滤波器，单根导线与地的阻抗为 DM0DMDM DM1LZCCc=

16、（ 5） 两根导线间的阻抗为 0DM 0DM2ZZ = （ 6） 1.2 基于传输线理论的噪声负载阻抗分析 传输线的特征阻抗 Z0及传播常数 r 由其分布参数和频率参量决定，假设传输线损耗较小可以忽略不计，则其值分别为 11011jjLLZCC= （ 7） 11jjjrLC =+ = （ 8） 式中， L1为单位长度传输线电感； C1为单位长度传输线电容，当传输线损耗为 0，即 =0 时，则 r =j。 图 5 所示为存在传输线时的滤波器负载阻抗模型。由图 5 得到传输线上任意一处的电压和电流可以表示为 图 5 存在传输线时滤波器负载阻抗 Fig.5 Load impedance of EMI

17、 filter with transmission line 12eerZ rZVA A=+_（ 9） ()1201eerZ rZIAAZ=_（ 10） 同时，有 ( )012 G0G0VVAAEIZ=+=_ _（ 11） ( )L1 2 LLeerl rlVl V A A IZ= + =_ _（ 12） ()12000ZA AII=_（ 13） ()()L1201eerl rlIl I A AZ= _（ 14） 式中， l 为传输线的总长度，联立式（ 11）和（ 13）可得 01G2 G0GZ+ZZAAE =- （ 15） 式中，G0GG0Z ZZ Z=+。 同理， 联立式 （ 12） 和式

18、 （ 14） ，可得 万方数据 第 31 卷第 18 期 王世山等 基于散射参数法的 EMI 滤波器电磁噪声抑制效果预测 69 22L021L1L0eeZ+Zrl rlZZAAA= （ 16） 根据式（ 15）及式（ 16）可知 0G120GLG1+Z1erlZ EAZ=（ 17） 20GL220GLGe+Z1erlrlZ EAZ=（ 18） 将 A1、 A2代入式（ 9） 、式（ 10）可分别求出传输线上任意一处的电压与电流值，从而求得输入阻抗 Zin。 ()GLL20GLGeee+Z1erlrl rlrlEIZ=_（ 19） ()()()()2LL0Lin 0 020LLL1ejtan()

19、jtan1erlrlZ ZrlVZl Z ZZ ZrlI+= =+_（ 20） 1.3 差模、共模 EMI 滤波器噪声负载阻抗的测试 为了方便测试，特性阻抗为 0OCOS=Z ZZ （ 21） 式中， ZOC为开路传输线阻抗； ZOS为短路阻抗。对应式（ 8）中， 为 OSOC()1arctan()Z llZl = （ 22） 以共模滤波器为例，根据测试得开路阻抗约为8 500，短路阻抗约为 0.1，计算得到 Z0约为100，由于传输线长为 1m，计算出 的值，从而可以计算出 Zin=50。 2 传输线对噪声源阻抗的影响 2.1 基于传输线理论的噪声源阻抗分析 对于噪声源阻抗 ZS而言， 由于

20、存在传输线阻抗ZC，因此，噪声源阻抗不仅包括噪声源自身阻抗，还包括传输线阻抗，其值随着频率的变化而变化。 阻抗的连接方式一般有两种： RLC 并联与 RLC串联。当 RLC 并联时，噪声源阻抗与电压可等效为并联结构；当 RLC 串联时，噪声源阻抗与电压可等效为串联结构如图 6 所示，对应特性见表 1。 共模噪声源阻抗多次测试结果如图 7 所示。测试显示，噪声源阻抗随着频率的增大，先减小，后 图 6 共模噪声源等效结构 Fig.6 Equivalent structure of source noise 增大，因此可等效为 RLC 串联电路，即阻抗与噪声电压串联电路， 且曲线在高频段存在一系列的

21、谐振，这是由于传输线存在电感与电容。 表 1 RLC 串、并联阻抗及特性曲线 Tab.1 Series and parallel impedance and their characteristic curves of RLC 方式 串联 并联 阻抗 Z=R+jL+1/(jC) Z=1/1/R+1/(jL)+jC 特性曲线图 7 共模噪声源阻抗测试值（多次） Fig.7 Source noise impedance of CM (repeatedly) 根据以上分析， 噪声源阻抗可等效为 RLC 串联结构，因此等效测试电路如图 8 所示， EMI 滤波器源、负载之间均存在传输线，因此噪声源阻抗

22、为传输线阻抗与负载阻抗之和，可通过阻抗分析仪Agilent 4395A 测试得出，即 ss1 C=Z ZZ+ （ 23） 2.2 差模（ DM）滤波器噪声源阻抗 同样，采用以上方法多次测试差模噪声源阻抗 万方数据 70 电 工 技 术 学 报 2016 年 9 月 图 8 等效测试电路 Fig.8 Equivalent testing circuit 测试结果如图 9 所示， 曲线同样与 RLC 串联结构相似。为了方便等效，同样简化为噪声源与阻抗串联结构。因此，差模噪声源阻抗的测试电路亦如图 8所示。 其中， 高频段的一系列谐振也是由传输线引起。 图 9 差模噪声源阻抗值（多次） Fig.9

23、Source noise impedance of DM (repeatedly) 2.3 阻抗法条件下 EMI 滤波器衰减 设计的 EMI 滤波器电感为 220H， 共模电容为2.2pF，差模电容为 47nF，因此，实际条件下共模滤波器与差模滤波器的衰减和阻抗法预测的 EMI滤波器衰减如图 10 所示。 图 10a 表示共模滤波器的实际衰减与阻抗法预测曲线的比较，可见采用阻抗法来预测 EMI 滤波器的噪声时，在低频段吻合较好， 预测噪声曲线在实际噪声衰减曲线的中间位置，这是因为在低频段自寄生参数及互寄生参数的影响小。但是随着频率的升高，高频段拟合特性越来越差，由于寄生参数随频率的变化而变化，

24、尤其是互寄生参数的存在，使得阻抗法无法再很好地预测噪声衰减。同理，图 10b 为差模滤波器的阻抗法预测曲线与实际衰减曲线，与共模滤波器类似，在低频段吻合较好，高频段偏离较大。因此，阻抗法一般用来预测低频的噪声衰减比较准确，而高频的衰减 （ a）共模滤波器 （ b）差模滤波器 图 10 阻抗法与实际噪声比较 Fig.10 Comparison of the actual measured noise and predicted noise with impedance method 则需要寻找其他方法来进一步验证。 3 S-参数法对 EMI 滤波器衰减预测 3.1 传统 EMI 滤波器 S 参数

25、 无源 EMI 滤波器网络在小信号激励下工作状态近似为线性网络，如图 11 所示。采用 S 参数来预测 EMI 滤波器的衰减时，根据传输线理论，可得其插入增益（插入损耗）为12 21 L S11 S 22 L 21 12 L S(1 )20log(1 )(1 )SIGSS S = （ 24） 针对单级 EMI 滤波器，若源、负载阻抗改变，则反射系 S和 L会发生改变，从而改变噪声衰减。 图 11 小信号激励下的 EMI 滤波器 Fig.11 EMI filter under small-signal excitation conditions 万方数据 第 31 卷第 18 期 王世山等 基于

26、散射参数法的 EMI 滤波器电磁噪声抑制效果预测 71 然而当噪声源与 EMI 滤波器之间及 EMI 滤波器与负载之间存在引线，且引线长度无法忽略时，则电压衰减不再如式（ 24）所示，需考虑引线对其影响。多级 S 参数计算过程如下： EMI 滤波器的 T参数矩阵S 参数 11 1221 22mmmmSSSSmmmmABCDx my xmyx my xmyAA A BB BCC C DD D滤波器与负载间 引线 S 参数 11 1221 22x xx xSSSSx xx xA BCD11 1221 22SSSS噪声源与滤波器间 引线 S 参数 11 1221 22yyyySSSSyyyyA BC

27、D考虑元件间的相互耦合，差模、共模 EMI 滤波器均可以等效为 T 形结构，如图 12 所示。采用网络分析仪测得 S 参数，代入式（ 25）式（ 27）即可求出其等效 T 矩阵的各个阻抗。 图 12 S 参数等效电路 Fig.12 Equivalent circuit of S-parameters ()0 2 21111 211221122 22 11 11 12 2112=1Z SSSS SSSZS SSSSS + + （ 25） 022211211221222 22 11 11 12 2112=1Z SSSS SSSZS SSSSS + + （ 26） 021322 22 11 11 1

28、2 212=1ZSZSSSSSS+ （ 27） 式中，0Z 是参考阻抗，一般为 5018。 根据图 12 二端口网络，可得理想条件下单级EMI 滤波器的 T 参数矩阵。 22 22 11 11 12 212112SSSSSSAS += （ 28） ( )0222111221211+2Z SSS S SSBS += （ 29） 22 22 11 11 12 2121 012SSSSSSCSZ =（ 30） 22 22 11 11 12 212112SSSSSSDS+ += （ 31） 然而，实际中 EMI 滤波器与负载及噪声源之间均存在传输线，因此，预测噪声源衰减时，还要考虑其两侧传输线对噪声衰

29、减的影响，所以考虑引线阻抗的 EMI 滤波器传输矩阵如图 13 所示，其表达式为 图 13 考虑引线阻抗的 EMI 滤波器传输矩阵 Fig.13 Transmission matrix with transmission line 33141122 412333=ABVVABAB VCDI ICDCD I = TT T （ 32） 在非理想条件下，可先得出滤波器与传输线总的 T 参数矩阵，如式（ 32）所示，从而进一步得到噪声衰减量。其中，矩阵 T1为噪声源与 EMI 滤波器间传输线矩阵， T2为单级 EMI 滤波器自身矩阵，T3为 EMI 滤波器与负载间传输线矩阵。 以共模滤波器为例，采用网

30、络分析仪可得其 S参数值如图 14 所示，差模则不再详细列出。 3.2 基于包络线的噪声预测与测试 实验中，网络分析仪用于在普通环境下实现对噪声的预测，而实际噪声衰减是在电磁屏蔽室中进行的，因此噪声测试环境变化使得滤波器噪声幅值衰减存在随机性。尤其是高频段，会使得实际衰减曲线与预测曲线的谐振点无法一一对应，因此，本 （ a） S11万方数据 72 电 工 技 术 学 报 2016 年 9 月 （ b） S21（ c） S12（ d） S22图 14 传输线及滤波器 S 参数 Fig.14 S parameters of transmission line and EMI filter 文提出了

31、“包络线”的概念，取实际噪声衰减的最大值与最小值点，连起来所得的曲线为该噪声的包络线，只要预测曲线基本落于实际衰减曲线的包络线内，就可认为此次预测具有一定的现实意义。 包络线包括包络线上限（最大值）及包络线下限（最小值） ，其中，包络线上限表达式为 111, ,KKKKXXK nXX+=_（ 33） 式中， K 为所选点序号； n 为噪声曲线所取点数。当 XK同时大于两侧点的取值时， XK即为噪声的包络线上限参考点，如此依次取出频率段 150kHz30MHz 之间的参考点，连接即可得到包络线上限。 类似地，当 XK同时小于两侧点的取值时， XK即为噪声的包络线下限参考点为 111, ,KKKK

32、XXK nXX+=_（ 34） 若包络线上、下限取点过多，包络线的变化过快不利于图形分析时，则可以通过循环上述步骤，进一步筛选所取的参考点， 直到满足绘制要求为止。 本文以分立元件组成的 EMI 滤波器为研究对象，其测试电路如图 15 所示。 图 15 实际衰减测试电路 Fig.15 Testing circuit of real attenuation 共模滤波器的实际噪声曲线与 S 参数预测曲线如图 16a 所示，图 16b 则为实际衰减的包络线。 （ a）共模实际衰减曲线与 S 参数预测曲线 （ b）共模滤波器包络线 图 16 共模滤波器 S 参数法与实际噪声衰减比较 Fig.16 Co

33、mparing the actual measured noise and predicted noise by S-parameters method for CM filter 同样，差模滤波器的实际噪声曲线与 S 参数预测曲线，以及实际衰减包络线如图 17 所示。 由图 16 和图 17 可见，处于低频段时，与阻抗法预测曲线类似吻合较好， S 参数预测曲线位于实际噪声衰减曲线的中间位置；随着频率的升高，预测曲线虽不再位于实际测量曲线的中心位置，但仍 万方数据 第 31 卷第 18 期 王世山等 基于散射参数法的 EMI 滤波器电磁噪声抑制效果预测 73 （ a）实际衰减曲线与 S 参数预

34、测曲线 （ b）滤波器包络线 图 17 差模滤波器 S 参数法与实际噪声衰减比较 Fig.17 Comparison of the actual measured noise and predicted noise by S-parameters method for DM filter 然基本处于包络线内，因此采用 S 参数法来预测EMI 滤波器的衰减与实际测量值比较接近，尤其在高频段拟合效果远远优于阻抗法。同时，基于以上分析可知， S 参数法同样可以用于多级级联 EMI 滤波器的衰减预测。 为了进一步说明包络线在噪声比较中的重要意义， 本文测试了另外一个差模滤波器， 如图 18 所示，其实

35、际衰减曲线与采用 S 参数的噪声预测曲线如图19 所示。 图 18 差模滤波器 Fig.18 Another DM filter 图 19 中低频段吻合曲线均较好， 预测曲线在实际噪声曲线的中间位置，这与之前的分析相符。比较图 17 与图 19，前者采用整个频段测试的方法，而后者采用网络分析仪对噪声频率分段测试，可见随着频率的升高，当取点数越多时，噪声曲线波动越明显，峰值点也越多。这种峰值点与单位频段内 （ a）实际衰减与 S 参数预测 （ b）包络线 图 19 另一差模滤波器 S 参数法与实际噪声衰减比较 Fig.19 Comparison of the actual measured no

36、ise and predicted noise by S-parameters method for another DM filter 取值点数有关，还与噪声测试环境有关，因此采用包络线对噪声衰减预测能力评估时，可忽略部分由以上两种原因产生的峰值点，从而使得评估过程具有更好的普遍性与现实意义。 4 结论 本文以共模 EMI滤波器为研究对象，基于 S 参数法及阻抗法来预测其电压衰减，并与实际电路的衰减进行比较，得到以下结论： 1）由于传输线的存在， EMI 滤波器的源、负载阻抗不匹配。此时，理想条件下的 S 参数对传统滤波器电压衰减的预测方法不再适用，因此本文提出了一种改进后的 S 参数预测法

37、，该方法考虑了传输线对噪声衰减的影响。 2）噪声预测有两种方法： S 参数法及阻抗法。通过实验可见，由于 S 参数法不仅考虑了元件的寄生参数，还考虑了元件间的互寄生参数，因此在高频段拥有更好的衰减特性。 3） S 参数法可分别测试传输线和滤波器的 S 参数，通过 T 矩阵进行计算，此方法同样适用于计算多级 EMI 滤波器的噪声衰减，为多级 EMI 滤波器噪声抑制的预测提出了一种新的方法。 万方数据 74 电 工 技 术 学 报 2016 年 9 月 参考文献 1 钱照明 , 程肇基 . 电力电子系统电磁兼容设计基础及干扰抑制技术 M. 杭州 : 浙江大学出版社 , 2000. 2 Fang L

38、uo, Dong Dong, Dushan Boroyevich, et al. Improving high frequency performance of an input common mode EMI filter using an impedance mismatching filterJ. IEEE Transactions on Power Electronics, 2014, 29(10): 5111-5115. 3 金亮亮 , 周荔丹 , 姚钢 , 等 . 适用于并网逆变器的新型 LCL 滤波器 J. 电力系统保护与控制 , 2016, 44(11): 1-8. Jin L

39、iangliang, Zhou Lidan, Yao Gang, et al. A novel LCL filter adopted in grid-connected inverterJ. Power System Protection and Control, 2016, 44(11): 1-8. 4 Sheng Ye. New EMI filter design methods for DC-DC and AC-DC switching power suppliesD. Kingston: Queens University, 2003. 5 马伟明 . 独立电力系统及其电力电子装置的电

40、磁兼容 M. 武汉 : 武汉水利电力大学出版社 , 2000. 6 陈恒林 , 陈玮 , 冯利民 , 等 . 通过改变噪声源阻抗抑制高频共模噪声 J. 电力电子技术 , 2006, 40(6): 124-125. Chen Henglin, Chen Wei, Feng Limin, et al. High frequency common mode EMI noise suppression for switching converters by impedance controlJ. Power Electronics, 2006, 40(6): 124-125. 7 Wang Shuo,

41、 Fred C Lee, Willem Gerhardus Odendaa. Characterization and parasitic extraction of EMI filters using scattering parametersJ. IEEE Transa- ctions on Power Electronics, 2005, 20(2): 502-510. 8 Bo Hu, Kye Yak See, Weng Yew Chang Richard. Evaluation of ferrite core EMI suppression under realistic worki

42、ng conditionsC/2008 Asia-Pacific Sympsoium on Electromagnetic Compatibility, Singapore, 2008: 774-777. 9 陈恒林 . EMI 滤波器高频建模一寄生效应研究 D. 杭州 : 浙江大学 , 2007. 10 Huang Huifen, Deng Liangyong, Hu Binjie, et al. Techniques for improving the high-frequency performance of the planar CM EMI filterJ. IEEE Transac

43、tions on Electromagetic Compatibility, 2013, 55(5): 901-908. 11 Fang Luo, Dushan Boroyevich, Paolo Mattavelli. Improving EMI filter design with in circuit impedance mismatchingC/Twenty-Seventh Annual IEEE, Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC), Orlando, FL, 2012: 1652-1658. 12 石

44、磊磊 , 王世山 , 徐晨琛 . 二端口网络散射参数理论及其在平面 EMI 滤波器测试中的应用 J. 电工技术学报 , 2013, 28(2):78-85. Shi Leilei, Wang Shishan, Xu Chenchen. Theory of scatter parameters of two port network and its application in the test of planar EMI filterJ. Transactions of China Electrotechnical Society, 2013, 28(2): 78-85. 13 张佳佳 , 张

45、逸成 , 韦莉 , 等 . 基于插入损耗的噪声源阻抗修正计算方法 J. 电工技术学报 , 2015, 30(4): 80-87. Zhang Jiajia, Zhang Yicheng, Wei Li, et al. A revised calculation method for noise source impedance based on insertion lossJ. Transactions of China Electro- technical Society, 2015, 30(4): 80-87. 14 洪博 , 王莉 , 毛健美 , 等 . 一种航天器一次母线故障在线检测定

46、位方法 J. 电工技术学报 , 2016, 31(5): 118-125. Hong Bo, Wang Li, Mao Jianmei, et al. An online detection and locating method for spacecraft bus faultsJ. Transactions of China Electrotechnical Society, 2016, 31(5): 118-125. 15 David M, Pozer. Microwave engineeringM. 3rd ed. Beijing: Publishing House of Electr

47、onics Industry, 2008. 16 冯慈璋 . 电磁场 M. 西安 : 西安交通大学出版 , 1979. 17 Wang Shuo. Characterization and cancellation of high-frequency parasitics for EMI filters and noise separators in power electronics applicationsD. Virginnia: Virginia Polytechnic Institute and State University, 2005. 作者简介 王世山 男， 1967 年生，博士，副教授，研究方