2022年MW风力发电并网逆变器研究与设计.docx

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1、精品学习资源封面欢迎下载精品学习资源作者： PanHongliang欢迎下载精品学习资源仅供个人学习2MW 风力发电并网逆变器争辩与设计仇志凌 陈国柱 浙江高校电气学院310027摘要： 针对兆瓦级风电并网逆变器主电路研制中存在的并联扩容、开关频率较低和LCL 滤波器难以优化设计等问题，提出了接受沟通侧串接电感再进行并联的均流方案，接受载波移相技术提高变流器的等效开关频率，提出了LCL 滤波器的设计原就，并给出了上述设计的理论依据和实现方法.通过对 2 兆瓦风电变流器主电路的仿真验证了上述技术方案.关键词：兆瓦级并网逆变器、电感均流、低开关纹波电流、载波移相、LCL 滤波器1 引 言欢迎下载精

2、品学习资源随着能源紧急和环境问题的日益严肃，新能源发电技术，如风力发电和光伏发电等越 来越受到人们的重视 .风力发电由于单机容量大、成本低，在现阶段更具有吸引力，在世界范畴内其总装机容量得到了快速的增长.当前，风力发电正在朝着更大的单机容量进展，兆瓦级机组在国外已经投入大规模商业运行，5 6 兆瓦的机组也已开头试运行.相应的，大容量机组对并网逆变器的容量提出了较高的要求.为了中意大容量的要求，逆变器的并联扩容 成为了必定的选择 .现有的并联方式主要有功率模块直接并联、功率模块沟通侧串接电感再并联和以UPS为代表的系统级并联 .但接受何种简洁、牢靠的并联方式保证确定的均流成效需要仔细争辩.并网逆

3、变器会引入附加的谐波，因此注入电网的电流谐波大小是一项重要指标，受到了人们的广泛关注 .IEEE Std929 2000 和 IEEE Std.P1547 标准 1 对并网发电的电源系统注入电网电流的谐波做出了严格的限制，总谐波失真（THD ）小于5%， 3、 5、7、9 次谐波小于 4%， 11 15 次小于 2%， 35 次以上小于 0.3%.对于处于线性调制区SPWM 或 SVPWM逆变器，低次谐波含量基本都能中意标准， 而开关频率纹波需要接受低通滤波器进行衰减以达到标准的要求.理论上高的开关频率和低的滤波器截止频率可以获得中意的滤波成效.但兆瓦级并网逆变器受到开关损耗的制约难以 获得较

4、高的开间频率 .传统的并网逆变器接受单电感滤波，由于其较低的衰减倍率，必需采用较大的电感量才能保证滤波成效，这会导致较大的电感压降，并不适合兆瓦级应用场 合.LCL滤波器具有在较小的滤波器参数条件下照旧保持较好的滤波性能的优点，但在设计过程中需要对3 个参数进行选取，难以做到优化设计.本文针对兆瓦级并网逆变器研制中存在的难点，以2 兆瓦风电变流器为目标进行了争辩.对于并联扩容问题接受了沟通侧串接电感的方法进行均流，对开关频率较低的问题接受载波移相技术 9 提高了等效开关频率，对LCL滤波器设计问题在进行了深化的理论分析的基础上提出了一套行之有效的设计方法.仿真结果证明白上述设计方案的有效性.2

5、 主电路结构和原理分析图 1 是 2 MW 风电并网变流器的主电路结构图.该电路把风电机组输出的直流电能通过三相半桥逆变电路转换成工频50 Hz 的沟通电能馈入 690 V 三相沟通电网 .2.1 并联扩容该电路功率为2 MW ，输出电压 690 V ，受现有IGBT功率模块容量的限 制，必需接受并联扩容才能中意系统容量要求 .本方案接受三台相同容量的三相半桥模块（ block ）并联，以达到额定容量 .现有的并联技术主要有功率模块直接并联、沟通侧串电感并联和基于独立装置的系统级并联.所谓器件级并联就是功率模块桥臂中点直接进行并联. 这种并联方式最直接，系统结构比较简单，其缺点是均流成效受器件

6、自身特性 影响较大 .器件间的均流包括稳态均流和动态均流两个方面. 所谓稳态均流指的是并联模块开通以后模块间的均流效果，需要接受正温度系数的模块. 动态图 1 2 MW 风力发电系统网侧变流器主电路框图欢迎下载精品学习资源均流是指器件在开通、关断过程中，由于各模块开关速度不一样导致的均流问题.其要求各并联模块的驱动信号拥有良好的一样性，且模块沟通侧需要串联微亨级的小电感以抑制开关过程中的电流不平稳.总之，器件级并联均流成效完全由器件本身特性准备，况且微亨级的小电感也不易实现，风险较大.串电感并联是指各并联桥臂中点串联电感后再进行并联.这种并联方式结构稍嫌复杂，但串联电感的引入可以有效改善均流成

7、效.当桥臂串流电感后由于感抗一般都要比IGBT的等效电阻大很多，故模块间的均流成效就主要由电感的一样性准备，受模块自身特性影响很小 .另外对主功率布线一样性要求也可以降低，由于线路的等效电感比串联电感小很多.所以串联电感的并联方式风险比较小，是一种比较稳妥的选择，当然，为了保证均流成效，电感量的一样性需要得到保证.而电感在制造过程中电感量的误差一般在5% 左右，但均流成效直接由电感量的误差准备，不会失控.另外，这种并联方式仍为载波移相的应用供应了前提条件，后文仍会进行具体分析.系统级并联主要应用于UPS 并联 .与串电感并联相比，这种并联方式把把握器一并集成到各并联单元中，排除了把握器的单点故

8、障.并且系统的灵敏性大大提高，可以进行简洁组合中意各种容量要求 .但实际上，在变流器系统中主功率模块是易损部件，数字把握器并不是那么简洁出错的 .另外，把个各并联模块把握器分散以后对并联系统的和谐把握会存在问题.因此，系统级并联方式并不适合本系统.综合考虑上述各方案，器件级并联虽然结构简洁但均流风险较大.系统级并联在把握的一样性方面会有问题，且把握器冗余的意义不是太大.串电感并联虽然结构比器件级并联复 杂（但要比系统级并联简洁），但均流风险小，仍可以应用载波移相技术.因此，本系统接受串电感并联的方式 .2.2 载波移相技术对于兆瓦级逆变器，由于主功率模块承担的电压、电流较大，工作环境极其恶劣.

9、为了降低损耗和对散热器的要求，所以一般都接受较低的开关频率，本系统的开关频率为3kHz. 但较低的开关频率对开关纹波的滤除成效会带来较大的负面影响，造成滤波其体积、重量较大，且较大的电感量仍会导致较大的基波压降.为了提高等效开关频率，本变流器接受了载波移相技术 .载波移相就是把N 个并联桥臂的三角载波初相位按载波数在1 个载波周期内均分，这样并联点后电流等效开关频率为桥臂实际开关频率的N 倍，达到了频率倍增的成效.图 2 就是 3 个桥臂载波移相原理图.上方是调制波和 3个并联桥臂的移相载波，中间是3 个并联桥臂上管的驱动脉冲，下方是3 个并联桥臂上管驱动脉冲的合成图.从驱动脉冲合成图可以很明

10、显地看到等效开关频率是实际开关频率的 3 倍.我们仍可以发觉，串联电感的存在是实现载波移相的必要条件 .从中间图可以看到桥臂1 上管开通时桥臂 2和桥臂3 上管在某些时刻是关断的，也就是它们的下管在这些时刻是开通的，由于并联桥臂接在同一个直流母线上，这就意味着假如没有电感直流母线就会短路.所以串联电感的存在对于载波移相是必不行少的.载波移相技术虽然成倍提高了等效开关频率，但如前所述，它仍会带来谐波环流问题，这不是我们所期望的.过大的谐波环流会导致均流电感上较大的损耗，仍会增加功率模块的开关损耗.为了减小谐波环流的影响，均流电感的电图 2 3 桥臂载波移相原理图欢迎下载精品学习资源感量不能选得太

11、小，这会增大电感的体积、重量和基波压降.所以，电感量的选取需要折衷考虑 .2.3 LCL 滤波器原理分析LCL 滤波器相比较单L 滤波器具有在较小的LC 参数下照旧保持较好的开关纹波滤除成效的优势 .考虑到 2 MW 逆变器 1670 A 的额定电流，为了有效把握滤波电感上的压降，电感量的选择必需进行严格的限制，所以LCL 滤波器是比较适合本变流器的.但该滤波器在设计过程中有三个参数进行选取，很难做到优化设计，给设计造成了很大的困难 .由于 LCL 滤波器在转折频率处有270的相位滞后，对闭环系统的稳固性带来了较大的威逼，所以现有文献2 6主要集中如何对其进行稳固把握方面，而对滤波器本身的设计

12、争辩较少 .文献 7 对 LCL滤波器的设计原就进行了争辩，但没有分析电感压降的 问题 . 文献 8 深化争辩了电感压降、损耗、阻尼电阻和谐振频率，但设计过程过 于复杂且没有直接和总的串联滤波电感量 相关联 .为了合理地进行LC 参数的选取， 对 LCL 滤波器的工作原理进行深化分析是欢迎下载精品学习资源特殊必要的 .网侧 LCL滤波器原理图如图3 所示.图 3 LCL 滤波器原理图欢迎下载精品学习资源图中， UO 为 PWM 变流器输出电压， U S 为网侧电压， L1 为第一个滤波电感， R1 为 L 1 的等效电阻， L 2 为其次个滤波电感，它包含了电网变压器的漏感， R2 为 L 2

13、 的等效电阻， C 为滤波电容， R3 为电容支路串联阻尼电阻 .LCL 滤波器的模型可以看成：L2 支路和电容支路 C 并联，它们再和L1 串联， L 2 支路电流就是 L 2 支路和电容支路对串联电流的分流.依据该思路，可以建立LCL滤波器的传递函数.变流器输出 UO 到输出电流 I 2 的传递函数 H（ S）为（1）R1 和 R2 是滤波电感的等效串联电阻，其值较小，为了减化模型，可以将其忽视.这样，（1）式可简化为（2）LCL滤波器的设计，第一依据性能指标规定的注入电网的开关频率电流幅值和PWM变流器输出的开关频率电压幅值确定电压电流衰减比，然后由（2）式得到中意该衰减比的 L1、L

14、2 和 C 三个参数的约束方程 .但一个方程中包含三个参数，明显解不唯独，这给设计带来了困难 .所以仍需要找出L1 、L2 和 C 取值变化对滤波性能的影响.L 1 准备桥臂电流纹波由前分析， L 1 上的电流 I S是由 L 1 的感抗 XL1 和电容支路和 L 2 支路的并联阻抗XL 2C 准备.电容 C 和 L2 并联电路的引入增大了串联阻抗，减小了IS.由于电容 C 和 L 2 并联支路的引入是为了对开关纹波重量进行分流，为了让高频重量尽可能从电容支路流过，在设计时必需保证 XC 必需远远小于 XL2.这样，并联阻抗XL2C 主要由 XC 准备，而 XC 是比较小的，所以XL 2C不会

15、太大 .这样， IS 主要由 L 1 自身的感抗 XL1 准备.而桥臂电流纹波是不能太大的，过大的纹波电流不仅增大了IGBT模块的开关损耗，仍会加大 L 1 的损耗，使电感温升增加，绝缘材料寿命下降.但太大的电感量会造成压降过大，且增大了电感的体积和重量，增加了成本.L 2 和 C 进行分流电容支路的引入是为了给高频重量供应低阻通路，减小注入电网的高频重量.L 2 和 C 构成并欢迎下载精品学习资源联电路对开关纹波重量进行分流，为了保证分流成效，XC 必需远远小于XL2 .从减小电感基波压降的角度动身，L2 尽量要取小 .但这会增大 C，降低电容支路对基波的容抗，增加逆变桥的无功电流容量.L

16、1 和 L 2 的比例关系对滤波成效的影响对于大电流逆变器，滤波电感上的基波压降始终是需要着重关注的，也就是L1 和 L2 的总电感量是有限的 .在确定的总电感量下， L 1 和 L2 的比例关系对滤波成效也有影响.如总电感量为 L=L 1+L2， a=L 1/L，就（ 2）式可转化为（ 3）明显，在 a=0.5 时， a（ 1-a）最大，（ 3）式分母第一项的系数最大，即滤波成效最好.所以，在确定的总电感量条件下，L1 和 L2 的电感量均分可以得到正确的滤波成效. 谐振频率并联电容 C 和 L1 与 L2 的并联构成了并联振荡电路，其谐振频率点为（ 4）在 LCL滤波器设计的过程中要防止其

17、谐振频率点和电路的谐波源重合，以防止发生LC振荡 .3 主电路参数设计对于 IEEE Std.P1547 标准，由于本文逆变器接受空间矢量调制，低次谐波是很简洁满足要求的，需要考虑的是开关纹波的滤除成效.由于额定功率达到了2 MW ，所以开关频率设定为 3 kHz. 考虑到载波移相技术对等效开关频率的倍增作用，3 台 block 并联的等效开关频率为 9 kHz. 这样，输出 LCL 滤波器只需要针对9 kHz 频率的纹波进行设计，有效地减小的滤波器 LC 元件的参数 .由上节已经对L1、L 2 和 C 的取值变化对滤波性能影响的趋势进行的分析可以发觉，不同的 LC 参数对电感压降、电容基波无

18、功电流、桥臂电流纹波有直接的影响，需要进行综合考虑 .最终，通过仿真对滤波性能进行验证.总串联电感量在0.2 mH 以下本文逆变器选用1700 V 耐压的主功率模块，故直流母线电压不宜超过1200 V ，接受SVPWM 调制，逆变桥最大基波线电压输出才能为（ 5）考虑变流器需要承担的电网15%过压，电感压降最大为（ 6）考虑电网过压15%的同时变流器短时过载15%，此时的逆变器输出电流IO=1670 A ，就最大电感量为（7） 上式中的为基波 50 Hz 对应的角频率 .考虑到电感电阻上的压降、为负载动态过程留出的电压余量，总电感量需要限制在0.2mH 以下 .L 1 不能太小由前分析，在总串

19、联电感确定的情形下L1 和 L2 电感量均分可以达到正确滤波成效.但本文逆变器输出LCL滤波器的逆变桥侧滤波电感L1 由串联均流电感并联而成，载波移相技术的接受只是把并联点以后的输出电流等效开关频率从3kHz 提高到了 9kHz ，而流过 L1 的桥臂电流 IS 含有大量的 3kHz 和 6kHz 频率点邻近重量 .况且载波移相带来了额外的谐波环流问题，且该环流能量较大，不能忽视，这又进一步增大了L 1 的损耗 .所以为了减小L1 上的谐波电流幅值，以减小L 1 和功率模块开关损耗， L 1 的电感量不能取太小 .欢迎下载精品学习资源考虑到上述因素，本文逆变器的L1 和 L2 电感量不进行均分

20、，滤波成效通过转变总电感量和并联电容量来保证.L 1 依据可接受的损耗设计为0.1 mH ， 3 个均流电感依据并联关系可确定为 0.3 mH.L 2 尽量取小， C 可以适当取大对于 9 kHz 的等效开关频率， 0.1 mH 的 L 1 已经具有较明显的滤波成效， L 2 和 C 不需取太大就能够保证最终的谐波含量不超过标准要求 .为了尽量减小电感压降， L 2 尽量取小 .依据前面分析的支路 L2 的感抗和电容支路的容抗的选取原就，小的 L 2 必定要求比较大的 C.本系统中，过大的电感压降是要尽量防止的，因此 L2 的取值原就是在电容不付出太大代价的情况下尽量减小 L 2.本文变流器中

21、， L2 和 C 分别设计为 0.04 mH 、40 uF. 电容支路的串联阻尼电阻起到抑制振荡的作用，但太大的电阻值会导致较大的功耗，且会破坏电容支路的低阻特性，降低滤波成效 .综合考虑以上因素，电阻值取为 0.1 Ohm.把设计完成的 L1、L2 、C 和 R3 代入（ 3）式，可得（ 8）图 4 是所设计的 LCL 滤波器伯德图 .可以发觉， 9 kHz 处的增益为 26 dB ，有较好的滤欢迎下载精品学习资源波性能，中意要求 .并且，总的串联电感只有 0.14 mH，基波压降较小 .同时仍可以发觉在谐振频率点处谐振峰值大于 0 dB 且有 270的相角滞后，是闭环不稳固系统. 增大阻尼

22、电阻可以压低谐振峰但会减小衰减率且增加电阻损耗 . 在本滤波器的设计中，阻尼电阻取值特殊小，仅仅把谐振峰把握为一个有限值，而滤波器的闭环稳固性由把握算法来保证 .4 仿真结果10050幅0值-50dB-100-150-90相 -135位 -180deg-225-270101102103104105106107频率 rad/sec图 4 LCL 滤波器伯德图欢迎下载精品学习资源为了验证所设计风电逆变器主电路的合理性，对其进行了仿真争辩. 主电路参数为Udc=1200 V ，并联模块数N=3，开关频率fSW=3 kHz ，滤波器参数： L 1=0.1 mH ， L 2=0.04 mH ， C=40

23、 uF ， R3=0.1 Ohm ，电网线电压 US=690 V ，电网电流 I 2=1670 A. 接受的仿真软件为 PSIM.为了验证并联模块不同的开关速度、导通压降对均流成效的影响，在仿真模型中设置block1 和 2 的 IPM 开关速度比block3 的快 0.5 us， block1 和 2 的 IPM 导通压降为2.2 V ， block3 的为 2 V.从图 5 的桥臂电流仿真波形可以看到均流成效良好，验证了均流成效由串联电感准备的理论 .从图 5 的桥臂电流波形仍可以看到桥臂电流中纹波电流较大且频率较低，其频谱成分除了基波和 9 kHz 谐波外以外仍包含了大量的3 kHz 和

24、 6 kHz 的谐波重量 .同时仍可以发觉，在 3 kHz 频率点处显现了幅值较高的重量，而这在三相无中线系统中本应当是不存在的，该谐波重量就是载波移相造成的谐波环流.并联点以后的电流I 1 纹波电流很小，拥有较高的波形质量，其频谱只包含有9 kHz 谐波，这说明白载波移相的确提高了等效开关频率.欢迎下载精品学习资源3.0kI 1 AI1 的频谱 A25欢迎下载精品学习资源2.0k1引.0入k0非.0常k-1.0k虽然 I 1 的纹波电流已经比较小了，但仍是不能中意IEEE Std.P1547 标准的要求，必需20L2 和 C 进行进一步滤波 .从图 6 可以看到， I 2 的波形特殊光滑，其

25、频谱中的9kHz 重量15小， 35 次以上谐波的 THD 只有 0.23% ，低于标准要求的0.3%，完全能够中意要求 .图10欢迎下载精品学习资源-2.0k 3.0k-3.0k2.0k1.5k1.0k10.0kI2 AI 11 I 12 I13 A5140128108606I2 的频谱 AI11 I12 I13 的频谱 A欢迎下载精品学习资源6 中的电容电流波形为I1 中的 9 kHz 重量，这说明电容支路起到了为高频重量供应低阻通路的作用 .5 结 论本文以实际工程的2 MW 风电并网逆变器为目标，争辩了兆瓦级并网逆变器研制中的一系列关键技术 .针对容量问题，选择了合理的并联扩容技术；针

26、对注入电网的纹波电流含量问题，提出了接受载波移相技术提高等效开关频率，接受LCL 滤波器代替单 L 滤波器以提高滤波器本身的滤波才能；针对LCL 滤波器难以优化设计的问题，在深化分析该滤波器原理的基础上，提出了一套行之有效的设计方法.最终，通过 PSIM 仿真验证了上述技术的有效性 .本文争辩的关键技术对其他类型可再生能源并网逆变器的研制具有普遍指导意义.参考文献1 IEEE15471,“ IEEE standard for interconnecting distributed resourceswith electric power system,s” 2005.2 A.V .Timbus

27、, R.Teodorescu, F.Blaabjerg, M.Liserre, P.Rodriguez, “ Linear andNonlinear Control of DistributedPower Generation Systems, in P”roc. of IAS 06, 200,6Vol. 2, pp. 1015 1023.3 Qiang Zhang, Lewei Qian, Chongwei Zhang,D.Cartes,“ Study On Grid Connected Inverter Used in High Power Wind Generation System,”

28、in Proc. of IAS 06, 200,6Vol. 2, pp. 1053 1058.4 R.Teodorescu, F.Blaabjerg, M.Liserre, A.DellAquila,“staAble three-phase LCL-filterbased active rectifierwithout damping, ”in Proc. of IAS 03, 2003, Vol. 3, pp. 1552 1557.5 E.J.Bueno, F.Espinosa, F.J.Rodriguez, J.Urefia, S.Cobreces,“ Currecnotntrol of

29、voltage source converters connected to the grid through an LCL-filter, ”in In Proc. of PES C04, 2004, Vol.1, pp. 68 73.6 V.Blasko, V.Kaura,“nAovel control to actively damp resonance in input LC filterof a three-phase voltagesource converter,” IEEE Trans. on Industry Applications,V ol. 33, Issue 2, M

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31、ifier, ” IEEE Trans. on Industry Applications,V ol. 41, Issue 5, Sept.-Oct. 2005,pp. 1281 1291.9 Z. Zhang, J. Kuang, X. Wang and B.T. Ooi,“ Force commutated HVDC and SVC based on phas-eshifted multi-converter modules,” IEEE Tran.son Power Delivery, V ol. 8, Issue 2, April 1993,pp. 712 718. 作者简介：仇志凌（

32、 1978），男，博士争辩生，争辩方向为大功率有源电力滤波器，可再生能源发电技术；陈国柱（ 1967），男，博士，教授，博士争辩生导师，IEEE member，争辩方向为电能质量把握， 可再生能源发电技术，特殊电力电子装置.版权申明本文部分内容，包括文字、图片、以及设计等在网上搜集整理；版权为潘宏亮个人全部This article includes some parts, including text,pictures, and design. Copyright is Pan Hongliangs personalownership.用户可将本文的内容或服务用于个人学习、争辩或观看，以及其他

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