基于单片机的数控直流可调开关电源设计(共32页).docx

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1、精选优质文档-倾情为你奉上专心-专注-专业JINGCHU UNIVERSITY OF TECHNOLOGY本科毕业设计（论文）基于单片机的数控直流可调开关电源设计学 院 电子信息工程学院 专 业 电气工程及其自动化 年级班别 13电气工程及其自动化学 号 23 学生姓名 江 军 指导教师 唐文涛 2017年5月16日目 录基于单片机的数控直流可调开关电源设计摘 要我国是一个能源大国及能源消耗大国，随着节能减排的普及，低碳生活理念的提出，人们对于如何节能越来越重视。研究性能可靠，效率高的开关电源成为了当今的热门。开关电源在当今的社会中有着举足轻重的地位，由于其体积小、自重轻、效率高的特点，所以小

2、到手机充电器，大到电视机中都可看到它的身影。在个人电脑、通信设备、军事领域、仪器仪表方面得到了长足的应用。在巨大的市场需求下，如何使开关电源在数控的调控下实现高精度高效率成为了当今热门的研究。本设计利用了电力电子技术、微处理器技术、数字电子技术、模拟电子技术、开关电源技术，旨在设计一款数控高效率高精度开关电源，功率变换部分采用隔离推挽式开关电源使220V市电变换为50V直流电压，辅助电源部分采用单激式隔离开关电源得到15V与5V直流电压，电压变换部分采用BUCK同步降压，使输出电压在0-40V可调，输出电流0-10A可调，步进精度为0.1V、0.1A，主控芯片采用STM32单片机，控制算法采用

3、PID调节，系统稳定性高，输出纹波100mv以内，输出功率峰值400W。【关键字】隔离推挽 开关电源 单片机 PIDDesign of DC adjustable switching power supply based on single chip microcomputerAbstractChina is a large energy country and energy consumption, with the popularity of energy-saving emission reduction, low-carbon concept of life put forward,

4、how people pay more attention to how energy. Reliable performance and high efficiency switching power supply has become a hot topic today.Switching power supply in todays society has a pivotal position, because of its small size, light weight, high efficiency, so small to the phone charger, large TV

5、 can see it in the shadow. In the personal computer, communications equipment, military fields, instrumentation has been a large application. Under the huge market demand, how to make the switching power supply under the control of CNC to achieve high precision and efficiency has become a popular re

6、search.The design of the use of power electronics technology, microprocessor technology, digital electronic technology, analog electronic technology, switching power supply technology, designed to design a CNC high efficiency and high precision switching power supply, power conversion part of the is

7、olation push-pull switching power supply 220V The mains conversion to 50V DC voltage, auxiliary power supply part of the single-phase isolation switching power supply to be 15V and 5V DC voltage, voltage conversion part of the use of BUCK synchronous buck, the output voltage adjustable in the 0-40V,

8、 the output current 0-10A can The precision of the step is 0.1V, 0.1A, the master chip adopts STM32 single chip microcomputer, the control algorithm adopts PID regulation, the system stability is high, the output ripple is within 100mv, the output power peak is 400W.【Key words】Isolate the push-pull

9、Switching power supply SCM PID1前言1.1设计背景及研究意义随着电子技术的高速发展，电子设备与人们的工作、生活的关系变得日益密切。所有的电子设备都离不开电源，电源的质量与性能的高低直接影响到整个系统的优劣与可靠性。开关电源由于其体积小、重量低、效率高、可靠性强渐渐成为当前电子设备供电电源的首选，成为当前电源发展的一大热门方向1。开关电源是利用电力电子技术，采用功率半导体器件作为开关，通过控制开关晶体管开通和关断的时间比率（占空比），以高频变压器作为隔离或者储能元件，输出稳定电直流电压的装置2。开关电源和线性电源相比，有如下优点:1）开关电源的体积小重量低。采用高频

10、变压器替代大体积大重量的工频变压器，减小体积重量及金属使用量。2）开关电源的效率高。由于功率管工作在开关状态，只有通态损耗与开关损耗，且在开关电源设计的PWM控制范围之内功率管的功耗不随输入电压与输出电压变化，所以其损耗很低，使得其效率一般可以达到70%以上。而线性电源中的调整管一直工作在放大状态，当调整管上流过较大电流时，功耗大大高于开关电源中工作在开关状态的功率管。特别在输出电压较低的时候，效率往往低于50%。3）开关电源的适用范围广。因为开关电源输出电压由输入电压、开关管占空比、变压器变比共同决定，所以开关电源可以设计成宽电压输入，目前用电器上的开关电源输入范围可以兼容国内220V与国外

11、110V的电源。在经济日益全球化的今天，这一特点是线性电源无法比拟的。4）开关电源更安全。开关电源中当功率管损坏时，主回路会停止工作，输出端没有电压，不会损害用电设备。而线性电源输入与输出电压差一般情况下很大，一旦调整管击穿，输入电压将会全部加载到输出端上，用电设备很可能会因为过压而损坏。另外开关电源在设计时会考虑过过流、过压、过功率、过热等多充保护机制，以及各种安规元件，保障了系统的安全性。随着单片机技术的蓬勃发展和控制理论的不断完善，开关电源也从之前的电源芯片控制到现在的采用单片机或者微处理器控制。当前开关电源主要朝着更高效率、更高功率密度、更好的动态特性、更智能化、更环保的方向发展。本设

12、计正是利用当前大热的单片机技术，结合成熟的开关电源技术，设计一款优良的数控开关电源。1.2设计任务本设计旨在做出一款实用的大功率数控开关电源，预计输出电压0-40V，0.1V步进可调，输出电流0-10A，0.1A步进限流控制。主控方面采用意法半导体公司生产的STM32F103C8T6单片机作为核心控制器件，实现对输出电流电压的实时调控。显示方面采用LCD12864液晶显示，显示精度达到0.01V、0.01A，步进达到0.1V，且具有过流保护功能。由于从市电接入获取能量，需要较大的输出功率，降压开关电源部分采用半桥隔离开关拓扑结构，并以TL494作为调控器件，使主功率回路具有完善的保护功能。为了

13、给控制回路以及芯片提供稳定电源，设计了一个辅助开关电源，采用反激开关拓扑结构，开机上电提供稳定供电。由于本设计各个模块比较独立，多以分别以各个模块制作实现，制作出各个模块并调试成功后，再进行系统调试，降低了设计难度也使得设计可靠性更强，最终以实物的方式呈现毕业设计。2方案设计2.1系统整体方案描述系统总体框图如图2.1所示，从市电输入的220V交流电经半桥开关主功率电路变换到50V直流，经辅助电源变换为 12V、5V、3.3V直流电压给各个控制电路供电。以STM32F103C8T6单片机作为主控芯片，控制LCD12864显示输出电压电流和设置电压电流，单片机输出PWM信号经由PWM驱动电路驱动

14、BUCK同步降压电路输出想要的电压值，BUCK同步降压电路输出的电压电流经电压电流检测电路反馈到单片机构成电压环和电流环的闭环反馈。按键电路设置为外部中断触方式，修改的电压电流值经单片机调节PWM输出进而控制BUCK同步电路场效应管导通关断时间来控制输出电压电流值。2.1系统总体框图2.2关键模块论证2.2.1主功率变换电路论证方案一：采用单端正激式开关拓扑，单端正激式开关电源比较常见，目前来说技术比较成熟，结构较简单紧凑。输出电压的瞬态控制特性相对来说比较好，相对于反激开关电源在控制开关处于断开期间才由储能电感和储能电容提供，正激开关电源在变变压器原边导通时副边感应出对应电压输出到负载，能量

15、由变压器直接传递，带负载能力来说相对较强，输出电压纹波较小3。但由于是单端的拓扑，且开关管上承受的电压较高，容易烧管，因此单端正激式开关电源多用于100-200W的场合。方案二：采用半桥开关拓扑，半桥式开关电源由于其输出功率大，工作效率高，已经成为目前市场上非常成熟的一种拓扑结构。半桥开关电源由于其两个开关管轮流交替工作，相当于两个开关电源同时输出功率，因此半桥开关电源的输出功率很大，输出电压纹波很小，一般可以到400W以上。加载到两个开关管上面的电压为输入电压的一半，有效的防止开关管的击穿。变压器的初级绕组也只有一个，变压器绕制表方便。综上，由于本设计功率较大，为保证安全与电源输出功率，采用

16、半桥开关拓扑结构。2.1.2 辅助电源电路论证方案一：采用工频变压器，工频变压器可直接将市电电压下变压到所需电压，经整流滤波之后即可使用，缺点是其体积大，发热量大，工作效率低。方案二：采用单管自激开关电源，单管自激式开关电源结构简单，由于工作方式为自激，相对于其他的开关拓扑最大的优点就是省去了开关驱动电路，因此其结构简单，所需元件少，在小功率开关电源中尤为受到青睐，体积可以做到很小，成本低，电源利用率较高，调控起来方便。综上，为减小本设计体积以及提高总机效率，采用单管自激式开关电源。2.1.3输出电路论证方案一：采用BUCK降压电路，BUCK降压电路是指输出电压小于输出入电压的单管不隔离的DC

17、-DC变换电路，驱动电压采用PWM脉宽调制信号，通过控制开关管的导通与关断时间来控制输出电压。常见于电子电路中，由于其以开关变换原理为理论基础，其转换效率很高，达到80%，但是其开关噪声较大。方案二：采用BUCK同步降压整流电路，众所周知BUCK降压电路中损耗最大的就是开关管开关损耗和二极管的通态损耗，所以BUCK同步降压整流使用场效应管替代续流二极管，通过控制器使得两个开关管在一个周期内互补开通关断，取代之前二极管的整个周期之内的导通。由于MOS管的导通电阻非常小，相对于二极管导通固定的0.4V压降会大大的减小损耗，使得BUCK同步降压整流的效率达到95%以上。综上，为提高整机的效率，降低发

18、热量，选择BUCK同步降压整流电路。2.1.4微处理器控制模块论证选择方案一：采用STC89C52单片机，51单片机为目前市面上发展成熟的一款微处理器，该单片机功耗较低，为8位微处理器，该款单片机具有8KB Flash存储空间，512B RAM数据存储空间，32位IO口，3个16位定时器，由于其工作速率较低，而且不具有PWM输出路，对于处理PID这样的算法就有些促襟见肘了。方案二：采用STM32F103C8T6单片机，该款单片机是由意法半导体生产的ARM V7架构的微处理器，工作频率高达72MHz,具有64KB Flash，20K的RAM，10个12位的AD转换器，37个IO口，具有8路PWM

19、输出，数据处理能力强，采用贴片封装，体积小，功耗低，速度快，由于其内部集成东西很多，这样外围辅助元件所需很少，大大节省了空间4。综上，本设计需要处理能力较强，体积小的单片机，所以采用STM32F103C8T6单片机。3硬件电路设计硬件电路由主功率变换电路，输出电路，主控及显示电路，辅助电源电路构成。主功率变换电路包括220V输入整流电路，开关电路，输出整流及滤波电路，PWM电路。输出电路包括BUCK同步降压电路，驱动电路，滤波电路，反馈电路。主控电路包括STM32最小系统电路，LCD12864显示电路。辅助电源电路包括自激式开关电源电路和5V转3.3V电路。3.1主功率变换电路主功率变换电路将

20、市电220V、50HZ的工频交流电转变为50V的直流电，本部分采用隔离式半桥开关电源拓扑，利用TL494产生PWM波驱动激励变压器，激励变压器驱动开关管的导通关断，由TL494内部的误差放大器进行稳压和恒流，实现电压的变换。3.1.1 220V输入抗干扰及整流滤波电路设计220V输入整流滤波的原理图如图3.1所示。输入到系统的220V交流电首先经过两级EMI滤波电路，这两级EMI滤波电路由C32、L4、C33、C28、L5、C27、C34组成，其本质上是低通滤波电路，允许50Hz的工频交流电通过，从而抑制电网中的高频谐波对整个系统的影响，同时也可以阻止系统本身产生的高频谐波进入电网而干扰其他用

21、电设备5。经过EMI滤波电路的220V交流电再经过无源PFC电路进行功率因数校正，无源PFC电路是由C30、R33、L3构成的低通滤波电路，电感L3在这里起到缓冲补偿的作用，减小输入交流电的电压与电流之间的相位差，从而提高系统的功率因数。校正之后的220V交流电经过全桥ZL1进行全桥整流，之后经C29、C35滤波得到稳定的直流电压，且C29、C35充电到160V左右，供给半桥开关电路使用。图3.1 220V输入整流滤波电路3.1.2 主功率开关电路设计主功率开关电路采用半桥开关拓扑结构，电路原理图如图3.2所示。两个开关管Q1、Q2在一个开关周期内交替导通，来自TL494 9、11两脚的PWM

22、信号，给到推挽驱动管Q3，Q4的基极，使之交替导通。由辅助电源提供的12V直流电，在经过T2的初级绕组N1、N2之后到Q3、Q4的集电极，至此T2初级产生交变电压。T2次级绕组N3、N4分别感生出相反的电压，分别经D2，R15，R16加到Q1（MJE13009）的基极，经D5，R20，R21加到Q2（MJE13009）的基极，使之交替导通。当Q1导通时，C29上电压经Q1，T2次级绕组N5，T1初级绕组N6，C10形成放电回路。此时T1初级绕组N6上电压为由下至上。当Q2导通时，C35上的电压经C10，T1的初级绕组N6，T2的初级绕组N5，Q2形成放电回路6。此时T1初级绕组N6上电压为由上

23、至下。N7、N8由N6上的交变电流感生出电压，该电压经D3、D4全波整流得到50V电压，R14、C11与R23、C16构成吸收电路，减小二极管开通与截止时产生的尖峰电压。整流后的电压经L1、C13、L2、C12构成二阶LC滤波电路滤波。为防止输出电压虚高，加入R19假性负载稳定电压。为降低Q1、Q2的开关损耗，也就是缩小三极管Q1、Q2从放大区进入饱和区的时间，本设计加入了由C9，D2，R15和C14，D5，R20以及N5组成加速电路，Q1导通时，N5由左到右流过电流，N3与之相位相同，则会感生出从右到左的电流，经过D2，R15之后正向偏置电流增加，加大饱和深度，再由C9的加速（电容两端电压瞬

24、间不变），使Q1从放大区迅速进入饱和区。Q2同理。图3.2 主功率开关电路图3.1.3 PWM控制及稳压电路电路设计PWM控制电路采用TL494作为核心控制期间，TL494是由美国德州仪器生产的性能良好的电压驱动型脉宽调试器件，可作为单端式、推挽式、桥式开关电源的控制器件。可设计为单端输出和双端推挽输出，本设计采用双端推挽输出方式。其内部框图如图3.3所示7。图3.3 TL494内部框图TL494内部集成了两个误差放大器，在本设计中分别用作电压反馈和电流反馈，其中设定电压值和电流值给到误差放大器的反相输入端，反馈值给到误差放大器的同相输入端，在这里将误差放大器看做理想的运放，由运放的特征可知，

25、Vout=Vin+-Vin-,若反馈电压或者电流超过设定值，则输出一个高电平，使PWM比较器工作，降低PWM输出占空比，从而减小输出电压、电流。振荡频率通过5、6脚来设置，通过外接一个电阻电容来实现，其振荡频率f=1.1RT*CT。4脚为死区时间控制，可以限制最小输出死区时间为PWM一个周期的4%，当其接低电平的时候输出占空比为96%，当其接高电平的时候输出占空比为48%8。图3.4为主功率开关电路的PWM控制电路。R13为18K，C8为1000PF，计算得到开关频率为61KHz左右。设定电压电流由内部5V的基准电压源来提供，通过两个电位器调节合适的电压值。电压反馈由R1、R2组成,采样比为1

26、/10，电流反馈电阻R3取用0.01的康铜丝，R1为设定限流电位器，其分压得到的电压经由R8，R9，1/48分压之后输入到电流误差放大器，相当于将采样电流放大48倍，使得反馈控制稳定。由于电压反馈采样比为1/10，采样电压最大为5V，所以电压误差放大器输入直接由电压R2分压输入即可。为了防止带负载开机的功率管瞬间电流过大而烧管，加入了C6，开机的时候电容充电，4脚瞬间电压为5V，此时占空比为48%，然后电容经由R12放电使电压下降为0V，实现开机缓冲。为了防止开关自激在这里加入了R4，R7，C3、C4到PWM补偿端。9、11脚为PWM输出端，控制开关管的导通与关断。图3.4 PWM控制电路3.

27、1.4 变压器设计3.1.4.1主功率变压器设计变压器设计包括主功率变压器及推动变压器。主功率回路设计的输出电压为0-40V，考虑到压降及裕量问题，变压器设计最大输出为50V左右。首先对变压器磁芯进行选择，由于高频变压器最大承受功率PM（单位W）与磁芯有效截面积Sa(单位cm2)之间存在如下的经验公式10。 Sa=0.11PM （3.1）本设计最大输出功率为400W，考虑到效率为85%左右，变压器设计功率应该为470W以上，也就是500W左右。经由公式算得Sa=2.46cm2。可取EE42A的磁芯，其有效截面积为1.24*1.97=2.44cm2，基本满足要求。由于半桥式开关电源从原理上来说也

28、属于双激式开关电源，所以用于半桥开关电源的变压器磁芯的磁通密度B，可以从-Bm到+Bm，差别在于半桥开关电源加载到变压器初级线圈两端的电压为电源电压的二分之一11。所以半桥开关电源计算公式可以从双激开关电源计算公式推导而来。推挽式开关电源变压器初级绕组计算公式为：N1=Ui1082SBm -双激式变压器初级绕组计算 （3.2）由于半桥开关电源中加载到变压器初级线圈的电压为电源电压的1/2，这里设为Uab，所以上式用作半桥开关电源计算应改为：N1=Ui1084SBm -半桥式变压器初级绕组计算 （3.3） 其中Ui为输入电压(单位:V)， S为磁芯有效截面积(单位: cm2)，Bm为可允许的磁通

29、密度最大变化幅度(单位:高斯G)，为时间常数(单位:秒)，也就是一个开关周期内开关管的导通时间,则=Ton=D*T=D*1F ，式中D为占空比，F为开关频率。考虑到电网电压会有220V10%左右的波动，则对应输入电压经全波整流后为280V-342V，在计算最大输出电压时以最大占空比和最低出入电压下的输出电压来计算，Bm一般限制在2000G以内，这里Bm取1200G，由于半桥式开关电源最大占空比为D=0.5，其计算公式最终推导如下为：N1=Ui1088FSBm （3.4）带入计算得，N1=38匝。由于半桥式开关电源输出电压Uo由变压器次级线圈输出的正激电压来决定，计算最大输出电压时取占空比0.5

30、计算，在一个周期内为上下互补的方波，又由于方波的波形系数（有效值与半波平均值之比）为1，其半波有效值与半波平均值相等，所以此处变压器初级与次级比为：n=N2N1=2UoUi （3.5） 得N2=14匝。由于变压器功率较大，因此N1采用2根直径1.0mm的漆包线绕制，N2采用4根0.51mm的漆包线并绕两组，也就是8根并绕。绕制采用三明治绕法，即初级次级叠着绕，这样有助于减小变压器漏感，提高变压器的效率。3.1.4.2激励变压器设计 激励变压器作用是给半桥的两个功率管提供激励电压，隔离初级高压，所以其功率很小，在这里采用EE19的磁芯，该磁芯的有效截面积为0.22cm2。由于功率管采用三极管，V

31、be只需要0.7V以上就可以使其导通，所以其次级输出电压较低，约为2V左右。由于任然是双激式推挽结构，所以依然可以沿用双激式变压器的计算公式。公式如下：N3=UFSBm （3.6）此时对应输入电压为12V，频率为61KHz,占空比取0.5，Bm仍取1200G，计算得N3=30匝，则次级N4为5匝。绕制仍然采用三明治绕法。3.2输出电路设计为了提升整机的效率，输出电路采用BUCK同步降压整流电路，使用STM32F103C8T6单片机作为控制器，设置开关频率为50KHz,通过控制上下桥臂在一个周期内的导通时间，进而控制输出电压的高低。3.2.1 BUCK同步降压电路设计BUCK同步降压电路与传统B

32、UCK的区别仅仅在于用MOS管取代二极管，所以其基本拓扑是一样的，图3.5为BUCK同步降压电路。输入部分采用型滤波电路，为了减小纹波，输出电路采用多个电容并联滤波，为了减少MOS管的开通与关断时产生的瞬态尖峰电压，在MOS管的G、S两极之间加10K的电阻用来吸收MOS管开通时候的瞬态电压，加大MOS管的驱动电阻阻值，降低开关时候开驱动电压上升斜率，降低开关噪声12。为保证输出电压在带大电流的时候不下降，储能电感L7采用100H/10A的电感。图3.5 BUCK同步降压整流电路3.2.2 驱动电路由于本输出电路的开关管使用的是MOS管，驱动电压一般是10V以上，使用单片机直接推动就显得推动能力

33、不够了，所以驱动电路采用以IR2110为核心的驱动电路。IR2110是美国国际整流器公司于 1990 年前后开发并投放市场的大功率MOS和IGBT专用栅极驱动集成电路，目前在电源变换、马达调速等功率驱动领域中获得了广泛的应用。该芯片体积小，集成度高，上升沿和下降沿的传播时间均小于10ns，驱动能力强，内设欠压封锁，易于调试13。尤其是上管驱动采用外部自举电容上电，使得驱动电源路数目较其他IC驱动大大减小。仅需要一路10-20V电源，大大减小了控制变压器的体积和电源数目, 降低了产品成本, 提高了系统的可靠性。驱动电路如图3.6所示图3.6 MOS驱动电路HIN和LIN分别为高端与低端PWM信号

34、输入，PWMA、PWMB信号由单片机IO口输出，经IR2110增强驱动能力后分别驱动上下桥臂的MOS管。Vs为高端浮置电源偏移电压，Vb为高端浮置电源电压，其悬浮端采用自举电容上电，使得高端工作电压可达500V。为抑制MOS开通关断瞬间的尖峰电压，栅极驱动电阻R40，R44选取稍微大一点为20，同时并联D11，D13抑制浪涌电流对IR2110的影响。3.2.3 反馈采样电路图3.7为反馈采用电路。反馈电路分为电压反馈和电流反馈，电压反馈采用10K与150K电阻分压采样，这样采样电压为1/16，电流采样使用0.01的康铜丝作为采样电阻，由于康铜丝的温漂很小，所以保证了采样的精度。由于输出电压为0

35、-40V，而单片机内部ADC范围为0-3.3V，所以采用1/16分压采样，这样在输出电压最高的情况下保证了采样电压不溢出，通过150K电阻与20K电位器搭配，调节电位器使得采样更加精确。输出电流由于最大为10A，采样电阻过大的话在电流的情况下损耗会很大，为保证采样精度，选用温漂很小的0.01的康铜丝，这样在最大10A的电流下采样电压为0.1V，变化量很小直接采样肯定会误差很大，所以用用运算放大器对康铜丝采样电压进行20倍放大。LM358为同相放大电路，ref=1+(R39+R38)/R43，调试时调节滑动变阻器R39的值，使得放大倍数正好到20倍。图3.7 反馈采样电路3.3 主控及显示模块设

36、计3.3.1 单片机最小系统及按键电路设计主控电路如图3.8所示，主控电路的核心是STM32F103C8T6单片机，外围由晶振电路，复位电路，模式选择电路，按键电路组成。晶振电路为单片机提供稳定的工作脉冲，P1选择正常工作模式和下载调试模式，四个按键分别实现电流加减，电压加减。图3.8 主控电路3.3.2 液晶显示电路设计液晶显示模块使用LC12864液晶，该液晶为5V驱动，背光可调，带中文字库，主要由行驱动器，列驱动器和128*64全点阵液晶显示器组成，与外部的接口采用串行和并行两种方式，本设计为了简化接线，采用串行方式接线。LCD12864与单片机接口电路如图3.9所示。图3.9 液晶显示

37、电路3.4 辅助电源设计3.4.1 辅助电源电路设计本设计辅助电源是为了给控制电路提供12V、5V以及3.3V的稳定的直流电压。辅助电源采用单管自激式开关电源，由于单管自激式开关电源元件少，体积小，作为功耗不大的辅助电源来说最好不过。如图3.10辅助电源电路图中，经过输入整流滤波电路得到的310V直流电经变压器T3的N1绕组到开关管Q7的集电极，同时经过启动电阻R45到驱动三极管Q7的基极，为Q7的导通提供初始电压，Q7由截止状态转变为微导通状态，使得变压器初级绕组N1产生上正下负的电压，由于N2与N1同向绕制，所以N2感生电压与N1相同，经R48、D18、C59加到Q7的基极，使得Q7全完导

38、通，继而Q7也完全导通，此时N1、N2中电流达到最大值，由电磁感应定律可知，N2感生的电压是由N1中电流的增加产生的。N2的电压值取决于N1中电流的变化速率，当N1的增速变缓时，N2的电压下降，使得Q7的基极电压降低，导通程度降低，N1中的电流开始减小。此时N1上的电压转变为上负下正，同理N2上的电压也变为上负下正，这个电压与C59串联之后加载到Q7的基极上，使Q7由饱和状态变为截止状态。截止时C59放电，放电完毕后，在启动电阻R45的作用下，又开始新一轮的循环，所以C59的容量决定了充放电的速度，也进而决定了开关频率。反激电源在开关管关断的瞬间会产生一个很高的反峰电压，为防止其击穿开关管，这

39、里用D15、C56、R46构成吸收电路。R51在这里是为了防止Q7的基极电位过高。R55这里作过电流保护作用，当Q7上电流过大时，R55上的电压升高，经过D19之后作用于Q8的基极，Q8导通之后Q7基极电压降低使得导通程度降低，达到限流的效果。图3.10 辅助电源电路电压闭环稳压电路由TL431、光耦、Q8等元件组成，绕组N4上感生出的电压经D16半波整流之后经过由C60、L9、C61组成的型滤波电路滤波之后得到直流电压，输出电压经过R54、R57分压之后给到TL431的基准端，控制TL431的导通程度，且其电压越高导通程度越大，当输出电压过高时，TL431电阻等效电阻变小，光耦的发光程度增强

40、，使得光耦另一边的导通程度增强，这样N2上电压经过D17、C62整流滤波之后通过光耦和R52之后到Q8的基极，控制Q8的导通程度进而控制Q7的导通程度实现闭环稳压，使得输出电压稳定在设计值。从N3、N4绕组输出的电压经过半波整流和型滤波电路滤波之后得到12V、5V电压。3.3V电压采用LDO线性稳压器LM1117-3.3将5V电压降压得到。电压反馈采用德州仪器生产的TL431作为反馈控制元件。TL431为可控精密稳压源，其内部结构如图3.11所示。应用电路如图3.12所示，输出电压仅仅用两个电阻就可以设置从Vref（2.5V）到36V范围内的任何值。在开关电源中有广泛的应用。图3.11 TL4

41、31内部结构 图3.12 TL431应用电路其中Vref为2.5基准，Vo=(1+R1/R2)*Vref，本设计为保证输出电压略大于5，反馈电阻R1取值1.15K、R2取值1K。3.4.2 辅助电源变压器设计辅助电源采用的是单管自激反激式开关电源，其开关频率由N2绕组的电感LN，C59的量来决定。也就是开关管的结电容与反馈线圈N2的LC谐振频率。本设计开关频率设计为50KHz左右，计算公式如下：fo=12LNCN （3.7） 磁芯取EE19的磁芯，开关频率设计为50KHz，得到LN为4.05uH，取LN为4.1uH。接下来确定反馈绕组匝数，反馈绕组取直径0.31mm的漆包线，绕制20圈加上磁芯

42、后测量电感值为2.7uH左右，绕制25圈测量电感值为4.1左右，所以反馈绕组N2取25圈。由电感量LN、反馈线圈匝数N2、磁芯有效磁路长度Le、磁芯有效截面积Ae、和真空磁导率0（410-7H/m）可以计算得到闭合磁路中的有效磁导率e,计算公式如下：e=LNLe1080N2Ae （3.8）EE19磁芯的有效磁路长度Le=0.39cm、有效截面积Ae=0.23cm2。计算得到e=886.2。设计自激开关电源输出电压100242V，输出电压5V，输出电流1A。计算自激开关电源初级绕组的电感量首先要计算初级电流，初级峰值电流由以下公式计算得到：Ippk=2VOIO(max)DmaxVDC(min)

43、（3.9）其中VO为输出电压5V，IO(max)为最大输出电流1A，为开关电源的效率70%，Dmax为最大占空比0.5，VDC(min)为最小输入电压100V。计算得到Ippk为0.286A。由初级峰值电流计算得到初级初级电感的公式如下：Lp=VDC(min)DmaxfsIppk （3.10）式中fs为开关频率，这里取50KHz，计算得到Lp=3.5mH。已知有效磁导率e=886.2，由式4-5计算得到变压器初级线圈匝数N1为197.8，取N1为200匝。次级绕组计算公式为 N3=VON1VDC(min)Dmax （3.11）则5V次级绕组为N3=20匝，12V输出匝数N4为45匝。变压器绕法

44、仍然采用三明治绕法，初级线圈分成两组各100匝，最里面与最外面各100圈，反馈绕组与输出绕组均被包裹在里面。4系统软件设计根据本设计的要求，主控电路要进行两路AD数据采集，两路PWM输出，电压电流调节，LCD12864显示。采用采用增量式PID算法，采集前两次的值，分别计算误差，输出电压进行实时调控。所以大致可以分为五个模块，ADC采样、PWM输出、按键调节、显示、PID算法。4.1 程序设计及流程图 系统程序设计流程如图4.1所示，开机之后进入系统初始化，对时钟、IO口、中断优先级、ADC、PWM输出、PID初始化、开机电压电流设置。初始化完成之先进行电压电流采样，采样之后比较采样电流与设置

45、电流的大小，采样电流小于设置电流的话说明电流为正常的，此时进入电压环PID，也就是恒压模式，PWM输出对应的波形。相反的如果采样电流大于设置电流说明电流超过设定值，则进入电流环PID，调节PWM输出使电压下降，保持电流不超过设置值。PWM输出之后进行电压电流显示，之后进行下一个循环。按键设置为外部中断触发方式，在电压环或者电流环循环之中如果检测到按键按下则触发外部中断，中断调节电压电流值，调节完之后返回循环。4.1程序流程图4.2 PID算法本设计PID算法采用增量式PID算法，PID 算法是按偏差的比例、积分、微分进行控制的，图4.1为模拟式PID算法框图，r(t)为系统的给定值，y(t)为

46、实际输出，u(t)为控制量。PID算法的引入，使得本系统的稳定性，准确性和快速性大大增加14。+比例y(t)+r(t)+e(t)u(t)被控对象积分-+微分4.1 模拟式PID算法框图其中比例环节在偏差的瞬间做出响应，使控制量向减少偏差的方向变化。积分环节将偏差的积累作为输出,消除静态误差，只要有偏差的存在，积分环节输出就会不断增大，直到e(t)=0。微分环节是根据偏差的变化趋势进行控制，变化率越大，微分环节输出也就越大，有助于减小超调量，克服振荡。PID算法的基本公式如下所示。 ut=Kpet+1Ti0tetdt+Tddetdt （4.1）其中e(t)为系统偏差，e(t)=r(t)-y(t)，Kp为比例系数，Ti为积分时间常数，Td