OFDM系统的基本介绍(共21页).doc

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1、精选优质文档-倾情为你奉上331820222323OFDM作为一种可以有效对抗ISI的高速传输技术，引起了广泛关注第二：对传统的频分复用（FDM）系统而言，传播的信号需要在两个信道之间存在较大的频率间隔即保护带宽来防止干扰，这降低了全部的频谱利用率；然而应用OFDM的子载波正交复用技术大大减少了保护带宽，提高了频谱利用率。如Error! Reference source not found.。在早期时候，正交频分复用（OFDM）系统中，各子载波采用正交滤波器将信道分成多个子信道，但要用很多的滤波器，尤其是当路数增多的时候。1971年，Weinstein及Ebert等将DFT应用在多载波传输系统

2、中，从而很方便地实现了多路信号的复合和分解。OFDM系统的一个重要优点就是可以利用快速傅立叶变换实现调制和解调，从而大大简化系统实现的复杂度。图 21 FDM与OFDM带宽利用率的比较 接收端进行发送端相反的操作，将RF信号与基带信号进行混频处理，并用FFT变换分解频域信号，子载波的幅度和相位被采集出来并转换回数字信号。IFFT和FFT互为反变换，选择适当的变换将信号接收或发送。当信号独立于系统时，FFT变换和IFFT变换可以被交替使用。图 22 OFDM收发机框图2.1.2 DFT的实现对于比较大的系统来说，OFDM复等效基带信号可以采用离散傅立叶逆变换（IDFT）方法来实现。为了叙述的简洁

3、，对于信号以的速率进行抽样，即令，则得到: (2-1)可以看到等效为对进行IDFT运算。同样在接收端，为了恢复出原始的数据符号，可以对进行逆变换 ，即DFT得到： (2-2)根据以上分析可以看到，OFDM系统的调制和解调可以分别由IDFT和DFT来代替。通过点的IDFT运算，把频域数据符号变换为时域数据符号,经过射频载波调制之后，发送到无线信道中。其中每个IDFT输出的数据符号都是由所有子载波信号经过叠加而生成的，即对连续的多个经过调制的子载波的叠加信号进行抽样得到的。2.1.3 保护间隔、循环前缀和子载波数的选择图 23 加入保护间隔的OFDM符号符号的总长度为=其中为OFDM符号的总长度，

4、为采样的保护间隔长度，为FFT变换产生的无保护间隔的OFDM符号长度，则在接收端采样开始的时刻T x应该满足下式： (2-7)而如果相邻OFDM符号之间的保护间隔满足的要求，则可以完全克服ISI的影响。同时，由于OFDM延时副本内所包含的子载波的周期个数也为整数，时延信号就不会在解调过程中产生ICI。OFDM系统加入保护间隔之后，会带来功率和信息速率的损失，其中功率损失可以定义为 (2-9)从上式可以看到，当保护间隔占到20时，功率损失也不到1dB。但是带来的信息速率损失达20。而在传统的单载波系统中，由于升余弦滤波也会带来信息速率（带宽）的损失，这个损失与滚降系数有关。但由于插入保护间隔可以

5、消除ISI和多径所造成的ICI的影响，因此这个代价是值得的。2.1.4 子载波调制与解调（1） 调制OFDM采用四种调制方式，分别为BPSK、QPSK、16QAM和64QAM。调制方式的选择根据SIGNAL中的RATE及速率来决定。6Mbits和9Mbits用BPSK, 12Mbits和18Mbits用QPSK, 24Mbits和36Mbits用16QAM, 48Mbits和54Mbits用64QAM。调制方法如下：首先，把输入的二进制序列分成长度为1，2，4，6的组，分别对应BPSK, QPSK,16QAM和64QAM。接下来，把这些二进制序列组分别映射为星座图中对应的点的复数表示，其实是一

6、种查表的方法。为了所有的映射点有相同的平均功率，输出要进行归一化，所以对应BPSK、QPSK、16QAM和64QAM，分别乘以归一化系数1，, , .输出的复数序列即为映射后的调制结果。2.3 OFDM系统的关键技术 时域和频域同步 信道估计在OFDM系统中，信道估计器的设计主要有两个问题：一是导频信息的选择。由于无线信道常常是衰落信道，需要不断对信道进行跟踪，因此导频信息也必须不断的传送。二是既有较低的复杂度又有良好的导频跟踪能力的信道估计器的设计。在实际设计中，导频信息选择和最佳估计器的设计通常又是相互关联的，因为估计器的性能与导频信息的传输方式有关。 信道编码和交织为了提高数字通信系统性

7、能，信道编码和交织是通常采用的方法。对于衰落信道中的随机错误，可以采用信道编码；对于衰落信道中的突发错误，可以采用交织。OFDM系统自身具有利用信道分集特性的能力，一般的信道特性信息已经被OFDM这种调制方式本身所利用了。降低峰均功率比由于OFDM信号时域上表现为个正交子载波信号的叠加，当这个信号恰好均以峰值相加时，OFDM信号也将产生最大峰值，该峰值功率是平均功率的倍。尽管峰值功率出现的概率较低，但为了不失真地传输这些高峰均功率比（Peak to Average Power Ratio, PAPR）的OFDM信号，发送端对高功率放大器（HPA）的线性度要求很高且发送效率极低，接收端对前端放大

8、器以及A/D变换器的线性度要求也很高。因此，高的PAPR使得OFDM系统的性能大大下降甚至直接影响实际应用。为了解决这一问题，人们提出了基于信号畸变技术、信号扰码技术和基于信号空间扩展等降低OFDM系统PAPR的方法。 均衡在一般的衰落环境下，OFDM系统中均衡不是有效改善系统性能的方法。因为均衡的实质是补偿多径信道引起的码间干扰，而OFDM技术本身已经利用了多径信道的分集特性，因此在一般情况下，OFDM系统就不必再做均衡了。在高度散射的信道中，信道记忆长度很长，循环前缀CP（Cyclic Prefix）的长度必须很长，才能够使ISI尽量不出现。但是，CP长度过长必然导致能量大量损失，尤其对子

9、载波个数不是很大的系统。这时，可以考虑加均衡器以使CP的长度适当减小，即通过增加系统的复杂性换取系统频带利用率的提高。第三章OFDM系统的仿真实现3.1 OFDM信号的时域及频域波形 为了提高系统的性能，大多数系统采用数据加扰作为串并转换工作的一部分。这可以通过把每个连续的数据比特随机地分配到各个子载波上来实现。这种将比特错误位置的随机化可以提高前向纠错编码FEC的性能，并且系统的总的性能也得到改进。一个OFDM符号之内包含多个经过相移键控（PSK）或者正交幅度调制（QAM）的子载波。其中，表示子载波的个数，表示OFDM符号的持续时间（周期），()是分配给每个子信道的数据符号，是第个子载波的载

10、波频率，, 则从开始的OFDM符号可以表示为： (为什么取实部) (3-1) 一旦将要传输的比特分配到各个子载波上，某一种调制模式则将它们映射为子载波的幅度和相位，通常采用等效基带信号来描述OFDM的输出信号，见式(2-2)。 (3-2) 其中s（t）的实部和虚部分别对应于OFDM符号的同相（In-phase）和正交（Quadrature-phase）分量，在实际中可以分别与相应子载波的cos分量和sin分量相乘，构成最终的子信道信号和合成的OFDM符号。在图31中给出了OFDM系统基本模型的框图，其中。在接收端，将接收到的同相和正交矢量映射回数据消息，完成子载波解调。图31如图32为在一个O

11、FDM符号内包含4个子载波的实例。其中，所有的子载波都具有相同的幅值和相位，但在实际应用中，根据数据符号的调制方式，每个子载波都有相同的幅值和相位是不可能的。从Error! Reference source not found.3可以看出，每个子载波在一个OFDM符号周期内都包含整数倍个周期，而且各个相邻的子载波之间相差1个周期。这一特性可以用来解释子载波之间的正交性，即 (3-3)例如对式(3-2)中的第个子载波进行解调，然后在时间长度内进行积分，即： (3-4)根据上式可以看到，对第个子载波进行解调可以恢复出期望符号 。而对其它载波来说，由于在积分间隔内，频率差别可以产生整数倍个周期，所以

12、积分结果为零。这种正交性还可以从频域角度来解释。根据式(3-1)，每个OFDM符号在其周期内包括多个非零的子载波。因此其频谱可以看作是周期为的矩形脉冲的频谱与一组位于各个子载波频率上的函数的卷积。矩形脉冲的频谱幅值为函数，这种函数的零点出现在频率为1/ 整数倍的位置上。图中给出了相互覆盖的各个子信道内经过矩形波形成型得到的符号的sinc函数频谱。在每个子载波频率最大值处，所有其他子信道的频谱值恰好为零。因为在对OFDM符号进行解调的过程中，需要计算这些点上所对应的每个子载波频率的最大值，所以可以从多个相互重叠的子信道符号中提取每一个子信道符号，而不会受到其他子信道的干扰。可以看出，OFDM符号

13、频谱实际上可以满足奈奎斯特准则，即多个子信道频谱之间不存在相互干扰。因此这种一个子信道频谱出现最大值而其它子信道频谱为零点的特点可以避免载波间干扰（ICI）的出现。图 32 OFDM符号内包括四个子载波时的时域波形 图 33 OFDM符号内包括七个子载波时的频域波形3.2 带外功率辐射以及加窗技术 根据式(3-1)，假设，可以得到功率归一化的OFDM信号的复包络：(3-5)其中是功率归一化因子， 。OFDM符号的功率谱密度为个子载波上的信号的功率谱密度之和 (3-6) 根据OFDM符号的功率谱密度，其带外功率谱密度衰减比较慢，即带外辐射功率比较大。随着子载波数量的增加，由于每个子载波功率谱密度

14、主瓣和旁瓣变窄也就是说它们下降的陡度增加，所以OFDM符号功率谱密度的下降速度会逐渐增加。但即使是在256个子载波的情况中，其 40dB带宽仍然会是 3dB带宽的4倍，参见图34。图 34 子载波个数分别为16、64和256的OFDM系统的功率谱密度（PSD）因此为了让带宽之外的功率谱密度下降的更快，则需要对OFDM符号采用“加窗”技术（Windowing）。对OFDM符号“加窗”意味着：令符号周期边缘的幅度值逐渐过渡到零。通常采用的窗类型为升余弦函数，其定义如下： (3-7)其中，表示加窗前的符号长度，而加窗后符号的长度应该为，从而允许在临时符号之前存在有相互覆盖的区域。经过加窗处理后的OF

15、DM符号间如图35。图35 经过加窗处理后的OFDM符号示意图实际上一个OFDM符号的形成可以遵循以下过程：首先，在个经过数字调制的符号后面补零，构成个输入样值序列，去进行IFFT运算。然后，IFFT输出的最后个样值被插入到OFDM符号的最前面，而且IFFT输出的最前面个样值被插入到OFDM符号的最后面。最后，OFDM符号与升余弦窗函数时域相乘，使得系统带宽之外的功率可以快速下降。Error! Reference source not found.6中给出在128个子载波的情况下，不同滚降系数升余弦窗函数时OFDM符号的功率谱密度。可以看到，滚降系数为0.025的升余弦函数可以大大的降低带外辐

16、射功率，而时域内由于滚降系数所造成的信号叠加只占符号周期的2.5% 。 从图中还可以得到，值越大，带外辐射功率下降的也就越快，但同时也会降低OFDM符号对时延扩展的容忍程度。例如，即使时延信号的时延长度没有超过保护间隔长度，但由于滚降系数的存在，使得非恒定信号幅度部分有可能落入到FFT的时间长度之内，而由式(3-3)又可以得知，只有各个子载波的幅度以及相位在FFT周期内保持恒定，才会保证子载波之间的正交性，所以滚降系数的存在可能带来ICI和ISI，使得保护间隔的有效长度由原来的减小到现在的。图 36 滚降系数分别为0（矩形函数）、0.025、0.05、0.1和 0.5的升余弦加窗函数对OFDM

17、系统功率谱密度的影响 为什么b=0时，带外辐射还是展的这么宽 3.3在不同信道环境和系统不同实现方式下的仿真 在本次毕设试验中，我依据OFDM系统的收发框图（图23），设计了在不同信道环境下，即信道中仅有高斯白噪声干扰与信道中同时存在高斯白噪声和多径干扰情况下OFDM系统的误码特性。同时设计了系统在不同实现方式下，即系统有保护间隔与系统无保护间隔时的误码特性，并进一步分析了保护间隔与循环编码对系统误码特性的性能的影响。下面结合程序的关键部分加以注释并说明系统如何实现： 3.3.1调制和解调一 以下是以本次仿真所使用的调制方式QPSK这种调制方式来分析调制的原理。function mod_out

18、=modulation(mod_in,mod_mode)% Function discription:%根据输入的调制方式，对输入序列MOD_IN进行调制，分别采用BPSK, QPSK, 16QAM, 64QAM，%完成对星座图的映射，输出为Y.转化的方法为：先写出十进制情况下从0 到N-1%（N为星座图的点数）所对应的星座坐标；再将输入的二进制序列转化为相应的%十进制，以查表的方法查出对应点的复数坐标，即为调制映射后的结果。% Input: % mod_in:输入的二进制序列(The sequence to be modulated)% Output:% mod_out:星座图映射后得到的调

19、制复数结果(The output after modulation)% Global Variable:% g_RT (the vector which contains the modulation mode)% Z :选择调制方式的参数 (the parameter to choose the modulation mode)% R :输入二进制序列重新排列（按一定要求）后的结果,例如：对16QAM，要把输入序列调整为4行，length(g_MOD_IN_16QAM )/4 列的矩阵。% B2D :二进制向十进制转化后的结果 (convert the binary sequence to

20、dec )% Temp:星座图阵列 (the constellation)%*%system_parameters switch (mod_mode)case 4 %本论文采用的就是QPSK的调制方式 mod_out=zeros(1,length(mod_in)/2); R=reshape(mod_in,2,length(mod_in)/2); %将输入序列转化为(2,length(x)/2)的矩阵 B2D=bi2de(R,left-msb)+1; %将二进制转为十进制,注意加1，因为matlab没有a(0)项，而是从a(1)开始 Temp=-1-j -1+j 1-j 1+j; for i=1

21、:length(mod_in)/2 mod_out(i)=Temp(B2D(i)/sqrt(2);%归一化 endotherwise disp(Error! Please input again);end二 解调方法是调制方法的逆向运算，因本论文的仿真是以QPSK为调制和解调方法为基础的，此处就以case 4（QPSK）为主介绍解调的实现。case4 %QPSK 调制d=zeros(4,length(demod_in); % d 是信道值和星座点的距离m=zeros(1,length(demod_in);temp=-1-j -1+j 1-j 1+j/sqrt(2);for i=1:length

22、(demod_in) for n=1:4 d(n,i)=(abs(demod_in(i)*sqrt(2)-temp(n).2;%由信道值，求出该值与星座图中所有点的距离 end %计算信道值和星座点的距离 min_distance,constellation_point = min(d(:,i) ; %排序 m(i) = constellation_point;end A=de2bi(0:3,left-msb); %写出0到N-1(N为星座图点数) for i=1:length(demod_in) DEMOD_OUT(i,:)=A(m(i),:); % 最小值对应的星座点序号的二进制表示即为解

23、调结果enddemod_out=reshape(DEMOD_OUT,1,length(demod_in)*2); 3.3.2 不同信道环境下的系统仿真实现 在本程序中，我仿真了具有64个子载波，保护间隔为16点，每帧包含5个符号的OFDM系统，部分主要程序如下系统发送部分：Source_Bits=randint(1,2*NumOfSubcarrier*NumOfSymbolPerFrame); 产生信息序列Modulated_Sequence=modulation(Source_Bits,modulation_mode);进行QPSK调制 R_Modulated_Sequence=reshap

24、e(Modulated_Sequence,NumOfSubcarrier,NumOfSymbolPerFrame);重置矩阵IFFT_Out_Data(:,:) =sqrt(NumOfSubcarrier)* ifft (R_Modulated_Sequence);进行IFFT变换GI_Added_Frame(1:LengthOfGI,:)= IFFT_Out_Data(NumOfSubcarrier-LengthOfGI+1):NumOfSubcarrier,:);GI_Added_Frame(LengthOfGI+1):(NumOfSubcarrier+LengthOfGI),:)= IF

25、FT_Out_Data(1:NumOfSubcarrier,:);加保护间隔和循环编码Serial_Signal= reshape(GI_Added_Frame,1,NumOfSymbolPerFrame*(NumOfSubcarrier+LengthOfGI);并串变换 系统接收部分：for jj=1:NumOfSymbolPerFrame for ii=1:NumOfSubcarrier GI_Removed_Rx_Signal(ii+(jj-1)*NumOfSubcarrier)=Noised_Transmited_Signal(LengthOfGI*jj+ii+(jj-1)*NumOf

26、Subcarrier); end end%去除保护间隔Parallel_Rx_Signal = reshape(GI_Removed_Rx_Signal,NumOfSubcarrier,NumOfSymbolPerFrame);串并变换Freq_Rx_Signal = fft(Parallel_Rx_Signal)/sqrt(NumOfSubcarrier);Demod_In_Data(1:NumOfSubcarrier,1:NumOfSymbolPerFrame)= Freq_Rx_Signal(1:NumOfSubcarrier,1:NumOfSymbolPerFrame);FFT_Out

27、 = conj(Demod_In_Data(:,1:NumOfSymbolPerFrame);Serial_Output= reshape(Demod_In_Data,1,NumOfSubcarrier*NumOfSymbolPerFrame);%进行FFT变换Demod_Sequence= demodulation(Serial_Output,modulation_mode);解QPSK调制for jj = 1:(length(Source_Bits) if Demod_Sequence(jj) = Source_Bits(jj) NumOfErrorBit = NumOfErrorBit

28、+ 1; end end end BER(counter)= NumOfErrorBit/(NumOfFrames*NumOfSubcarrier*2*NumOfSymbolPerFrame);计算系统的误码率以上程序是OFDM系统的实现，并没有包括信道干扰，下面考虑两种信道干扰，仅有高斯白噪声干扰和同时存在高斯白噪声干扰与多径干扰的信道仅有高斯白噪声干扰的信道for i=1:NumOfSymbolPerFrame*(NumOfSubcarrier+LengthOfGI) n_I n_Q=gngauss(sgma); noise(i)=n_I+j*n_Q;end产生高斯干扰，n_I 和n_Q分

29、别服从N(0,1)分布，noise为复数 Noised_Transmited_Signal=Serial_Signal+noise;把高斯干扰叠加到信号上同时存在高斯干扰和多径干扰的信道for i=1:NumOfSymbolPerFrame*(NumOfSubcarrier+LengthOfGI) n_I n_Q=gngauss(sgma); noise(i)=n_I+j*n_Q;end产生高斯干扰，n_I 和n_Q分别服从N(0,1)分布，noise为复数Ray_delay=4;%Rayleigh衰落的时延Ray_amp=0.3;Rayleigh衰落的增益Serial_Signal_2pat

30、h=zeros(1,Ray_delay),Ray_amp*Serial_Signal(1:length(Serial_Signal)-Ray_delay);产生第二径衰落信号Noised_Transmited_Signal=Serial_Signal+ Serial_Signal_2pathnoise;把高斯干扰叠加到两路信号上 3.3.3 系统不同实现方式的仿真实现OFDM系统为了克服多径干扰带来的影响，需要加入保护间隔和循环编码，为了分析保护间隔和循环编码对系统误码性能的影响，我在系统实现时特别设计了两种不同的方式，即带有保护间隔和循环编码的实现方式与无保护间隔的实现方式，其中在3.3.2

31、中系统的发送与接收部分中已经写明带有保护间隔与循环编码的实现方式，下面来看一下无保护间隔的实现方式：系统发送部分Source_Bits=randint(1,2*NumOfSubcarrier*NumOfSymbolPerFrame); 产生信息序列Modulated_Sequence=modulation(Source_Bits,modulation_mode);进行QPSK调制 R_Modulated_Sequence=reshape(Modulated_Sequence,NumOfSubcarrier,NumOfSymbolPerFrame);重置矩阵IFFT_Out_Data(:,:)

32、=sqrt(NumOfSubcarrier)* ifft (R_Modulated_Sequence);进行IFFT变换Serial_Signal= reshape(IFFT_Out_Data,1,NumOfSymbolPerFrame*NumOfSubcarrier);并串变换系统接受部分：Parallel_Rx_Signal= reshape(Noised_Transmited_Signal,NumOfSubcarrier,NumOfSymbolPerFrame);串并变换Freq_Rx_Signal = fft(Parallel_Rx_Signal)/sqrt(NumOfSubcarri

33、er);Demod_In_Data(1:NumOfSubcarrier,1:NumOfSymbolPerFrame)= Freq_Rx_Signal(1:NumOfSubcarrier,1:NumOfSymbolPerFrame);FFT_Out = conj(Demod_In_Data(:,1:NumOfSymbolPerFrame);Serial_Output= reshape(Demod_In_Data,1,NumOfSubcarrier*NumOfSymbolPerFrame);%进行FFT变换Demod_Sequence= demodulation(Serial_Output,mod

34、ulation_mode);解QPSK调制for jj = 1:(length(Source_Bits) if Demod_Sequence(jj) = Source_Bits(jj) NumOfErrorBit = NumOfErrorBit + 1; end end end BER(counter)= NumOfErrorBit/(NumOfFrames*NumOfSubcarrier*2*NumOfSymbolPerFrame);计算系统的误码率第四章 OFDM系统的仿真结果及性能分析 下面，我将以上述程序为基础，对系统进行仿真，画出误码率随信噪比变化的图并分析其结果。 4.1 不同信道

35、环境下的误码特性在加性高斯白噪声干扰下的误码特性以上章中提出的仿真程序进行仿真，系统及仿真参数如下NumOfSubcarrier = 64; 子载波数LengthOfGI = 16; 保护间隔大小modulation_mode = 4; 调制方式为QPSKNumOfSymbolPerFrame=5; 每帧符号数为5NumOfFrames=200; 仿真帧数为200SNR_in_dB=0:12; 信噪比从0db到12db 图41 如图41所示，用号表示的蓝线代表理论分析的误码率，其曲线是由Qfunct函数产生的，由通信原理课程上所学知识可知，经过QPSK调制的系统在有加性高斯白噪声干扰下的理论误

36、码率公式为。图中用*号表示的红线代表实际仿真出来的误码率，由于仿真的点数只有数量级，所以误码率只能仿真到数量级。由图中看出，两条曲线基本吻合，说明经过QPSK调制的OFDM系统在误码性能上与原始的QPSK调制的系统的误码性能是一致的，即IFFT与FFT变换不改变系统的误码性能。 图42在多径干扰下的误码特性比较（有OFDM与无OFDM）如图42所示下方的线表示系统经过OFDM调制后在多径干扰下的误码性能，上方的线表示系统不经过OFDM调制情况下在多径干扰下的误码性能，由图中可以看出，OFDM调制可以降低多径干扰带来的影响，使误码性能得到改善在加性高斯白噪声干扰和多径干扰下的误码特性以上章中提出

37、的仿真程序进行仿真，系统及仿真参数如下NumOfSubcarrier = 64; 子载波数LengthOfGI = 16; 保护间隔大小modulation_mode = 4; 调制方式为QPSKNumOfSymbolPerFrame=5; 每帧符号数为5NumOfFrames=200; 仿真帧数为200SNR_in_dB=0:12; 信噪比从0db到12dbRay_delay=4; %多径时延为4点Ray_amp=0.3; 多径衰落幅度为0.3 图43如图43所示，以号表示的蓝线（上方）表示在有多径衰落情况下的系统误码性能，以*号表示的红线（下方）表示仅有加性高斯白噪声干扰下的系统误码性能。

38、从图中可以看出，在多径干扰下的系统误码特性比加性高斯白噪声干扰下的误码性能要差许多，这主要是因为多径时延引起的码间干扰影响了系统的误码特性。多径衰落中不同时延对系统误码性能的影响下面比较随着多径衰落中时延的增大，系统误码性能的改变，在此次仿真中，逐渐使时延从4点开始增大，依次为10点，20点，在前两种情况下时延未超出保护间隔，而第三种情况下，时延已超出保护间隔，仿真结果如下： 图44 如图44所示，最下方的线表示多径时延为4点的情况，中间的线表示多径时延为10点的情况，最上面的线表示多径时延为20点的情况。从图中可以看出，当信噪比比较小的时候，这三者的误码特性几乎相同，只有到10db以后，三者

39、的误码率才有所区别，但区别程度不大。还可从图中近一步看出，在多径时延未超出保护间隔的时候，系统误码性能比较接近，虽然误码率会随着多径时延的增大而增大，但增加的幅度很小，而当多径时延大于保护间隔时，系统的误码率要比前两种情况大，而且增加的幅度更大。多径衰落中不同幅度对系统误码性能的影响下面比较随着多径衰落中幅度的增大，系统误码性能的改变，在此次仿真中，逐渐使幅度从0.3开始增大，依次为0.4，0.5，仿真结果如图45，最下方的线表示多径衰落中幅度为0.3，中间的线表示多径衰落幅度为0.4，最上方的线表示多径衰落为0.5。从图中可以看出，随着多径衰落幅度的增加，系统的误码率逐渐变大，而且增加的幅度比较快。对比多径衰落中时延对误码率的影响，可以看出，系统对衰落幅度的敏感程度要远大于系统对时延大小的敏感程度。因此在以后对OFDM系统分析时，要更加注意考虑多径衰落的幅度的因素。 图454.2 不同系统实现方式下的误码特性下面比较在系统有保护间隔和无保护间隔时，系统的误码特性。图46如图46所示，下方的线表示在系统有保护间隔和循环编码下的系统误码率，上方的曲线表示在系统无保护间隔下的误码率，可以从中看出，当系统采用保护间隔措施时，可以在一定程度上克服多径衰落带来的信道间干扰，使误码率下降，但付出的代价是使系统的容量变小，但与其带来的误码特性的改善相比，是值得的专心-专注-专业