V-M双闭环不可逆直流调速系统设计解析(共24页).doc

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1、精选优质文档-倾情为你奉上目录摘要III1 调速方案的确定12 主电路结构形式及组成22.1 反馈闭环的引入22.2 转速、电流双闭环的组成22.3 双闭环调速系统的静特性分析42.4 双闭环调速系统的动态性能分析53 主电路元部件确定及参数计算83.1 可控直流源的设计83.1.1 可控直流源的选定83.1.2 整流变压器的计算93.1.3 晶闸管的选择103.1.4 平波电抗器的选择113.2 关于触发电路113.3 保护电路的设计123.3.1 晶闸管的过流保护123.3.2 晶闸管的过电压保护124 系统的动态设计144.1 电流调节器的设计154.1.1 电流环动态结构的简化154.

2、1.2 电流调节器的参数计算164.1.3 电流调节器的实现174.2 转速调节器的设计174.2.1 电流环的等效闭环传递函数174.2.2 转速调节器结构的选择184.2.3 转速调节器的参数计算194.2.4 转速调节器的实现204.2.5 稳态指标的校核214.2.6 转速超调的校核和抑制21参考文献23V-M双闭环不可逆直流调速系统设计1 调速方案的确定直流电动机有良好的起、制动性能，宜于在大范围内平滑调速，在许多需要调速或快速正反向的电力拖动领域中有广泛而重要的运用。直流电动机的调速方式有很多中，根据调速要求选定。直流电动机转速和其他参量之间的稳态关系可表示为： (1-1)式中 n

3、转速 (r/min)；U电枢电压(V)；I电枢电流(A)；R电枢回路总电阻()；励磁磁通(Wb)；Ke由电机结构决定的电动势常数。上式中，Ke是常数，电流I是由负载决定的，因此调节电动机的转速有三种方法：1) 调节电枢供电电压U。2) 减弱励磁磁通。3) 改变电枢回路电阻R。对于要求在一定范围内无级平滑速度调节的系统，以调节电枢供电电压最为广泛。从机械特性的角度，后两种调速方式会使电机机械特性变软，影响带载能力，故调节电枢电压的方式最好。2 主电路结构形式及组成由上述可知，所谓调速即是调电动机电枢电压，由此的调速系统是以电枢电压为控制对象的自动调节系统。2.1 反馈闭环的引入设计对系统调速范围

4、和带载特性有较高的要求。比较一下开环系统的机械特性和闭环系统的静特性，就能清楚地看到反馈闭环控制的优点：1) 闭环系统静特性可以比开环系统机械特性强硬得多；2) 闭环系统的静差率要比开环系统小得多；3) 静差率一定时，闭环系统可以大大提高调速范围。由此，闭环系统能够通过自动调节作用减少稳态速降，提高系统性能。另外，反馈控制体统具有良好的抗干扰性能，它能有效地抑制一切被反馈环所包围的前向通道上的扰动，并且完全服从给定作用。所以，为满足设计要求的调速范围、静特性和动态特性等要求，必需引入反馈闭环控制。2.2 转速、电流双闭环的组成设计对系统的动态性能要求较高，并且对转速和电枢电流两项参数同时约束动

5、态指标。采用PI调节的单闭环直流调速系统可以在保证系统稳定的前提下实现转速无静差，但是对于系统的动态性能要求高的场合下，如要求快速启动，快速制动，突加负载动态速降小等等，单闭环就很难满足要求。实际上，由于电动机是感性负载，加上主电路中电感的作用，电流不可能突变。这导致单闭环系统中，电机启动、制动以及堵转等情况下转速和电枢电流的动特性不能同时达到理想效果。按照反馈控制规律，采用某个物理量的反馈就可以保持该参量基本不变。为了实现转速和电流两种负反馈分别起作用，可在系统中设置两个调节器，分别调节转速和电枢电流，即分别引入转速负反馈和电流负反馈。二者之间实行嵌套连接，把转速调节器(ASR)的输出当作电

6、流调节器(ACR)的输入，再用电流调节器的输出去控制电力电子变换器(UPE)，其中电力电子变换器就是上文所说的晶闸管整流装置；TG为测速发电机，与变送器件构成速度反馈。这就组成了转速、电流双闭环调速系统，系统结构图如图2-1所示。图2-1 转速、电流双闭环直流调速系统ASR转速调节器 ACR电流调节器 TG测速发电机TA电流互感器 UPE电力电子变换器 Un*转速给定电压Un转速反馈电压 Ui*电流给定电压 Ui电流反馈电压为了获得良好的静、动态性能，满足设计静特性良好，无静差的要求，转速和电流两个调节器一般都采用PI调节器，这样构成的双闭环直流调速系统的电路原理图如图2-2所示。图中两个调节

7、器的输出都是带限幅作用的，转速调节器的输出限幅电压Uim*决定了电流给定电压的最大值，电流调节器的输出限幅电压Ucm限制了电力电子变换器件的最大输出电压Udm。图2-2 双闭环直流调速系统的原理图2.3 双闭环调速系统的静特性分析根据上述电路原理图，绘出系统稳态结构框图如图2-3所示：图2-3 双闭环直流调速系统的稳态结构框图系统的静特性主要受调节器的决定，PI调节器的稳态特征一般存在饱和与不饱和两种状态。在系统正常运行时，电流调节器不会达到饱和状态。因此，对静特性来说，只有转速调节器饱和与不饱和两种情况。双闭环直流调速系统的静特性如图2-4所示。图2-4 双闭环直流调速系统的静特性图1) 转

8、速调节器不饱和此时，两个调节器都不饱和，稳态时，它们的输入偏差电压都是零，因此 (2-1) (2-2)由式(2-1)可得 (2-3)即是图2-4所示静特性的CA段。2) 转速调节器饱和此时，ASR输出达到限幅值Uim*，转速外环呈开环状态，转速的变化对系统不再产生影响。双闭环控制系统变成一个电流无静差的单电流闭环调节系统。稳态时， (2-4)其中，最大电流Idm取决于电动机的容许过载能力和拖动系统允许的最大加速度。式(2-4)所描述的静特性对应于图2-4中的AB段。由此可以看出，双闭环调速系统静特性在负载电流小于Idm时，表现为转速无静差，这时转速负反馈其主要调节作用；当电流达到Idm时，转速

9、调节器饱和输出，这时电流调节器起主要调节作用，系统表现为电流无静差，得到过电流的自动保护。2.4 双闭环调速系统的动态性能分析根据图2-2所示电路原理图建立双闭环直流调速系统的动态结构框图，如图2-5所示：图2-5 双闭环直流调速系统的动态结构图正如前述，设置双闭环控制的一个重要目的就是要获得理想的启动、制动及堵转等特殊情形时的理想动态过程。因此，分析双闭环直流调速系统的动态性能时，有必要首先探讨系统的启动过程。双闭环直流调速系统突加给定电压Un*由静止状态启动时，转速和电流的动态过程如图2-6所示。由于在启动过程中，转速调节器经历了不饱和、饱和和退饱和三种状态，整个启动过程就分为图中标示的三

10、个状态。图2-6 双闭环直流调速系统启动过程的转速和电流波形1) 第I阶段(0-t1)电流上升阶段当突加给定电压后，上升，调节器的跟随作用使各参数上升，当小于负载电流时，电机还不能转动。当后，电机开始起动，由于机电惯性作用，转速不会很快增长，因而转速调节器ASR的输入偏差电压的数值仍较大，其输出电压保持限幅值，强迫电流迅速上升。直到=， =电流调节器很快就压制的增长。在此过程中ASR很快进入并保持饱和状态，ACR一般不饱和。2) 第II阶段(t1-t2)恒流升速阶段在这个阶段，ASR始终是饱和的，转速环相当于开环，系统成为在恒值电流 给定下的电流调节系统。电流基本上保持恒定，因而系统的加速度恒

11、定，转速呈线性增长。同时，电机的反电动势E也按线性增长，对电流调节系统产生一个线性渐增的扰动量。为了克服它的扰动，和也须按线性增长，才能保持恒定。ACR采用PI调节器，要使其输出量按线性增长，其输入偏差电压必须维持一定的恒值，即应略低于。3) 第III阶段(t2以后)转速调节阶段 当转速上升到给定值时，转速调节器ASR的输入偏差减少到零，但其输出却由于积分作用还维持在限幅值，所以电机仍在加速，使转速超调。转速超调后，ASR输入偏差电压变负，使它开始退出饱和状态，和很快下降。只要仍大于负载电流IdL，转速就继续上升。直到 =时，转速n才到达峰值。此后,电动机开始在负载的阻力下减速，直到稳定。在最

12、后的转速调节阶段内，ASR和ACR都不饱和，ASR起主要的转速调节作用，ACR使尽快地跟随其给定值，电流内环是一个电流随动子系统。 综上所述，双闭环直流调速系统的起动过程有以下三个特点：饱和非线性控制、转速超调、准时间最优控制。双闭环调速系统的静特性在负载电流小于Idm时表现为转速无静差，转速负反馈起主要调节作用；当负载电流达到Idm后，转速调节器饱和，电流调节器起主要调节作用，系统表现为电流无静差，得到过电流的自动保护。3 主电路元部件确定及参数计算3.1 可控直流源的设计3.1.1 可控直流源的选定调节直流电动机的电枢供电电压需要有专门的可控直流电源。常用的可控直流电源有以下三种：1) 旋

13、转变流机组。交流电动机和直流发电机组成机组，获得可调的直流电压。2) 静止式可控整流器。用静止式的可控整流器获得可调的直流电压。3) 直流斩波器或脉宽调制变换器。用恒定直流电源或不可控整流电源供电，用电力电子开关器件斩波或进行脉宽调制，产生可变的平均电压。静止式可控整流器中，由晶闸管组成的整流装置不仅经济可靠，而且技术性能优越，控制方便，其缺点是只能单向导电，工作时不允许电流反向。由于设计只要求系统不可逆运行，所以采用晶闸管整流器为电机提供可控直流源。图3-1所示是简易的晶闸管-电动机调速系统(简称V-M系统)原理图。图中VT是晶闸管可控整流器，通过调节出发装置GT的控制电压Uc来移动触发脉冲

14、的相位，即可改变平均整流电压Ud，从而实现平滑调速。图3-1 晶闸管-电动机(V-M)调速系统原理图晶闸管整流装置中，最常用的是三相全控桥式整流电路，其原理图如图3-2所示。装置主要包括变压器、晶闸管整流桥、晶闸管触发电路以及相关的保护电路。图3-2 三相桥式全控整流电路3.1.2 整流变压器的计算变压器的主要任务就是将整流电路与电网隔离，并把交流电压值匹配成需要的大小。整流电路在接入电网时由于变压器一次侧电压为380V，大于电动机的额定电压，所以选用降压变压器。为得到零线，变压器二次侧必须接成星型，而一次侧接成三角形，这样可以避免三次谐波电流流入电网，减少对电源的干扰。一般记变压器二次侧电压

15、值为，考虑电路实际情况后的应该比理想情况下的值大。理想情况下，变压器一次侧相电压为380V，变压器二次侧线电压为交流电压在数值上等于输出的负载上的直流电压，即为直流电机的额定电压220V，所以220V。变压器二次侧相电压计算：(3-1)取实际二次侧电压值，则变压器的变比：(3-2)因为负载为直流电动机带电感，所以输出电流平均值波形近似为一条直线，即平均值数值上与有效值相等，故 (3-3)根据三相全控桥变压器二次侧电流的有效值的计算公式：(3-4)可得，变压器一次侧电流有效值。根据以上算出的数值，可以直接算得变压器初级容量、次级容量和平均计算容量S：(3-5)(3-6)(3-7)3.1.3 晶闸

16、管的选择合理选择整流晶闸管的主要参数是晶闸管的额定电压和额定电流。选用时，额定电压要留有一定的安全裕量，一般取额定电压为正常工作时晶闸管所承受峰值电压的23倍，即(3-8)其中，为电路中晶闸管可能承受的电压峰值，对于三相全控整流电路：(3-9)可得：(3-10)额定电流即通态平均电流，是按照正向电流造成的器件本身的通态损耗的发热效应来定义的。因此在使用时应按照实际波形的电流与通态平均电流所造成的热效应相等，即有效值相等的原则来选取晶闸管的此项电流定额，并留有一定的裕量。一般取其通态平均电流为按此原则所得计算结果的1.52倍。由公式：(3-11)式中为晶闸管的电流有效值。对三相全控整流电路，流过

17、晶闸管电流的有效值：当，(3-12)当，(3-13)而若时，电动机额定运行则有(3-14)将=220V，=170V代入上式可得，与相矛盾，可知电动机不会在触发角时额定运行，故。此时：(3-15)再次代入和，可得电动机额定运行时。所以各晶闸管电流有效值：(3-16)综上，整流部分选用额定电压，额定电流的晶闸管。3.1.4 平波电抗器的选择对于直流电动机负载的可控整流电路，为了使晶闸管整流供电的直流电动机即使在最轻负载下()，也能工作在电流连续段机械特性的直线上，要求电枢回路的临界电感量为(3-17)其中，为最小负载时对应的最小电流，一般取电动机额定电流的510，则有：(3-18)将其代入式(17

18、)，可算得平波电抗器电感。3.2 关于触发电路随着集成电路制作技术的提高，晶闸管触发电路的集成化已逐渐普及。本设计选用TC787作为驱动电路单元。TC787触发块可以提供完全独立的六路触发脉冲，它主要适用于三相可控硅移相触发电路和三相三极管脉宽调制电路，以构成多种调压调速和变流装置，具有功耗小、功能强、输入阻抗高、抗干扰性能好、移相范围宽，外接元件少等优点；而且装调简便，使用可靠。它总共有18只管脚，管脚排列示意图如图3-3所示。图3-3 TC787管脚图图3-4 TC787内部结构图TC787由三路相同的部分：同步过零和极性检测、锯齿波形成、锯齿波比较，经过抗干扰锁定、脉冲形成等电路形成三相

19、触发调制脉冲或方波，由脉冲分配电路实现全控、半控的工作方式，再由驱动电路完成输出驱动。3.3 保护电路的设计3.3.1 晶闸管的过流保护电力电子电路运行不正常或者发生故障时，可能会发生过电流。过电流分为过载和短路两种情况。一般电力电子装置均同时采用几种过电流保护措施，以提高保护的可靠性和合理性。通常，电子电路作为第一保护措施，快速熔断器仅作为短路时的部分区段的保护，过电流继电器整定在过载是动作。采用快速熔断器是电力电子装置中最有效应、应用最广泛的一种过电流保护措施。本设计采用快速熔断器来实现晶闸管过电流保护。3.3.2 晶闸管的过电压保护电力电子装置中可能发生的过电压分为外因过电压和内因过电压

20、两类。外因过电压主要来自雷击哈系统中的操作过程等外部原因，包括操作过电压、雷击过电压；内因过电压主要来自电力电子装置内部器件的开关过程，包括换项过电压和关断过电压。交流侧过电压一般都是外因过电压，一般用RC过电压抑制电路抑制外因过电压。通常是在变压器次级(元件侧)并联RC电路，吸收变压器铁心的磁场释放的能量，并把它转化为电容器的电场能而储存起来。串联电阻是为了在能量转换过程中可以消耗一部分能量并且抑制LC回路可能产生的振荡。当整流器容量较大时，RC电路也可以接在变压器的电源侧。其电路图如图3-5所示。图3-5 阻容过电压保护电路4 系统的动态设计双闭环调速系统的实际动态结构框图如图4-1所示:

21、图4-1 双闭环调速系统的动态结构框图T0i电流反馈滤波时间常数T0n转速反馈滤波时间常数由于电流检测信号中常含有交流分量，为了不使它影响到调节器的输入，需加低通滤波。这样的滤波传递函数可用一阶惯性环节来表示，其滤波时间常数按需要选定，以滤平电流检测信号为准。然而，在抑制交流分量的同时，滤波环节也延迟了反馈信号的作用，为了平衡这个延迟作用，在给定信号通道上加入一个等时间常数的惯性环节，称作给定滤波环节。由测速发电机得到的转速反馈电压含有换向纹波，因此也需要滤波，滤波时间常数用表示，根据和电流环一样的道理，在转速给定通道上也加入时间常数为的给定滤波环节。设计多环控制系统的一般原则是：先内环后外环

22、。在转速、电流双闭环系统中，应该首先设计电流调节器，然后把整个电流环看作是转速调节系统中的一个环节，设计转速调节器。根据已给参数可初步算得：允许过载倍数 转速反馈系数 电流反馈系数 4.1 电流调节器的设计4.1.1 电流环动态结构的简化在图4-1所示的系统动态结构框图中，反电动势与电流反馈的作用相互交叉，将给设计带来麻烦。故为设计计算方便，对系统动态作以下近似处理：忽略反电动势的动态影响；等效成单位负反馈系统；小惯性环节近似处理。近似条件为：(4-1)由于Ts和Toi一般都小得多，可以当作小惯性群而近似地看作是一个惯性环节，其时间常数为：Ti = Ts + Toi (4-2)简化后的电流环动

23、态结构框图如图4-2所示：图4-2 简化后的电流环动态结构框图设计的稳态要求希望电流无静差，以得到理想的堵转特性，由图4-2可以看出，采用I型系统就够；动态要求方面，实际系统不允许电枢电流在突加控制作用时有太大的超调，以保证电流在动态过程中不超过允许值，而对电网电压波动的及时抗扰作用只是次要的因素。为此，电流环应以跟随性能为主，应选用典型I型系统。 由图4-2，电流环的控制对象是双惯性型的，要校正成典型 I 型系统，显然应采用PI型的电流调节器，其传递函数可以写成 (4-3)式中Ki电流调节器的比例系数；ti电流调节器的超前时间常数。为了让调节器零点与控制对象的大时间常数极点对消，选择(4-4

24、)则电流环的动态结构图便成为图4-3所示的典型形式:图4-3 校正后的电流环动态结构框图其中(4-5)4.1.2 电流调节器的参数计算1.确定时间常数1)整流装置滞后时间常数Ts：三相桥式整流电路的平均时空时间Ts=0.0017s。2)电流滤波时间常数Toi：由给定的滤波时间常数Toi=0.0025s。3)电流环小时间常数之和Ti：按小时间常数近似处理，Ti = Ts + Toi=0.0042s。2.计算调节器参数1)电流调节器超前时间常数： 2)电流环开环增益：要求时，应取，得 3) ACR的比例系数：3.检验近似条件电流环截止频率：1)晶闸管整流装置传递函数的近似条件，满足近似条件。2)忽

25、略反电动势变化对电流环动态影像的条件，满足近似条件。3)电流环小时间常数近似处理条件，满足近似条件。4.1.3 电流调节器的实现含给定滤波和反馈滤波的PI型电流调节器原理图如图4-4所示，图中Ui*为电流给定电压，为电流负反馈电压，调节器的输出就是电力电子变换器的控制电压Uc。图4-4 含给定滤波和反馈滤波的PI型电流调节器取运算放大器,由运算放大器的电路原理可得各电阻和电容值为，取，取，取按照上述参数，电流环可以达到的动态跟随性能指标为，满足设计要求。4.2 转速调节器的设计4.2.1 电流环的等效闭环传递函数电流环经简化后可视作转速环中的一个环节，可求得其闭环传递函数:(4-6)忽略高次项

26、，可近似降阶为:(4-7)其近似条件为(4-8)式中转速环开环频率特性的截止频率。接入转速环内，电流环等效环节的输入量应为，因此电流环在转速环中应等效为：(4-9)这样，原来是双惯性环节的电流环控制对象，经闭环控制后，可以近似地等效成只有较小时间常数的一阶惯性环节。 4.2.2 转速调节器结构的选择用电流环的等效环节代替图4-1中的电流环，转速控制系统的等效动态结构图如图4-5：图4-5 等效环节代替电流环后的系统结构图和电流环中一样，把转速给定滤波和反馈滤波环节移到环内，同时将给定信号改成/a，再把时间常数为1/KI和T0n的两个小惯性环节合并起来，近似成一个时间常数为的惯性环节，其中(4-

27、10)为了实现转速无静差，在负载扰动作用点前面必须有一个积分环节，它应该包含在转速调节器ASR中。在扰动作用点后面已经有了一个积分环节，因此转速环开环传递函数应共有两个积分环节，所以转速环应该设计成典型型系统，这样同时也能满足动态抗扰性能好的要求。 由此可见，ASR也应该采用PI调节器，其传递函数为(4-11)式中Kn转速调节器的比例系数； tn转速调节器的超前时间常数。 可得调速系统开环传递函数为(4-12)令转速开环增益KN为(4-13)则 (4-14)不考虑负载扰动时，校正后的调速系统动态结构框图如图4-6所示。图4-6 校正成典型型系统的转速环动态结构框图4.2.3 转速调节器的参数计

28、算1.确定时间常数1)电流环等效时间常数1/KI：2)转速滤波时间常数Ton：由给定的滤波时间常数Ton=0.015s3)转速环小时间常数之和Tn：按小时间常数近似处理，取Tn =+ Ton=0.0084s+0.015s=0.0234s2.计算调节器参数1)按跟随和抗扰性能都较好的原则，取h=5，则转速调节器超前时间常数：2)由式4-13可求得转速环开环增益3) ASR的比例系数：3.检验近似条件转速环截止频率为1)电流环传递函数的简化条件为，满足近似条件。2)转速环小时间常数近似处理条件，满足近似条件。4.2.4 转速调节器的实现图4-7 含给定滤波和反馈滤波的PI型转速调节器含给定滤波和反

29、馈滤波的PI型调节器原理图如图4-7所示，图中U*n为转速给定电压；-an为转速负反馈电压；U*i调节器的输出是电流调节器的给定电压。 与电流调节器相似，取R0=40，则Rn=KnR0=4.3640=174.4，取175，取0.7uF，取1.5uF4.2.5 稳态指标的校核由已给数据可以算出电动机开环速降和满足系统稳态指标的闭环速降：则系统需要的开环增益：由反馈闭环调速系统的性质可知，系统开环增益越大，所能实现的稳态性能越好所以，所设计的系统满足设计要求的静差率和调速范围。4.2.6 转速超调的校核和抑制突加阶跃给定时，ASR饱和，系统呈现非线性。故应该按ASR退饱和的情况计算超调量。已知h=

30、5时，则可见，系统超调远远高于设计要求。为此，在转速调节器上增设转速微分负反馈环节。转速微分负反馈能抵制甚至消灭转速超调，同时可以大大降低动态速降。加入微分负反馈的转速调节器原理图如图4-8所示。其中，Cdn的主要作用是对转速信号进行微分，因此称作微分电容；而Rdn的主要作用是滤去微分带来的高频噪声，称为滤波电阻。图4-8 加入微分负反馈的转速调节器原理图取Todn=Ton，再将滤波环节都移到环内，并按小惯性环节处理，得简化后的结构框图如图4-9所示。和普通双闭环系统相比，只是在反馈通道中并联了微分项。图4-9 带转速微分负反馈的转速环动态结构简化框图转速微分负反馈环节中待定的参数是Cdn和R

31、dn。由于，而且已选定，只要确定，就可以计算出Cdn和Rdn了。对于已按典型II型系统设计的未加微分负反馈的转速调节器，由参考文献2得近似工程计算公式为 (4-15)式中用小数表示的允许超调量。取=0.05，将系统参数带入上式得=0.065s，于是Cdn=1.625uF，Rdn=9.2。按照上述参数可近似实现转速超调为5%，满足设计要求。综合上述计算和选定，最终确定满足设计各项性能指标的系统电气原理图见附录。参考文献1陈伯时.电力拖动自动控制系统运动控制系统（第3版）.北京:机械工业出版社，20032陈伯时.考虑调节器饱和时直流双闭环调速系统转速微分负反馈参数的工程设计电工技术学报,19863黄俊，王兆安电力电子变流技术（第3版）.北京:机械工业出版社,20014尔桂花,窦曰轩运动控制系统北京:清华大学出版社,20025孙余凯,吴鸣山.学看使用电气控制线路图.北京:电子工业出版社,2006专心-专注-专业