高频课设-小功率无线调频发射机(共23页).doc

《高频课设-小功率无线调频发射机(共23页).doc》由会员分享，可在线阅读，更多相关《高频课设-小功率无线调频发射机(共23页).doc（23页珍藏版）》请在淘文阁 - 分享文档赚钱的网站上搜索。

1、精选优质文档-倾情为你奉上高频电子线路课程设计题目：小功率无线调频发射机 专 业： 电子信息工程班 级： 姓 名： 学 号： 指导教师： 时 间：地 点：专心-专注-专业目录1.绪论1.1目的与意义设计目的：设计一个采用直接调频方式实现的工作电压为12V、输出功率在800mW以上、工作频率为6.5MHz的无线调频发射机，可用于语音信号的无线传输、对讲机中的发射电路等。 主要技术指标有：（1）工作电压：Vcc=+12V；（2）(天线)负载电阻：RL=75欧；（3）发射功率：Po800mW；（4）工作中心频率：f0=6.5MHz；（5）最大频偏：；（6）总效率：；（7）频率稳定度：；（8）调制灵敏

2、度Kf30KHZ/V；（9）电路结构采用分立元件构建的LC调频振荡器、缓冲隔离、高频宽放和高频功放电路实现。1.2设计内容与课程内容的关系 该课程设计的任务是设计无线调频发射机，通过运用课程中高频电子线路的相关知识 ，通过了解高频单元电路的线路组成、基本工作原理、分析方法、技术要求及一些典型集成电路的实际应用，来完成该次课程设计。 1.3完成任务的时间进程1224至12.27日，上网查阅相关资料，理解基本原理；1227至12.29日，设计电路并进行仿真调试，最终做出无线调频话筒；12.29日上午进行答辩。 2.电路结构的选择与工作过程 2.1方框结构与工作原理2.1.1总设计方框图变容二极管直

3、接调频电路调制信号调频信号载波信号图2-1 变容二极管直接调频电路组成方框图与调幅电路相比,调频系统由于高频振荡输出振幅不变, 因而具有较强的抗干扰能力与效率.所以在无线通信、广播电视、遥控测量等方面有广泛的应用。图2-2 实用调频发射机组成方框图调制信号LC调频振荡器缓冲隔离功率激励末级功放2.5mW2.5mW40mW800mW0dB13dB13dB2.1.2实用发射电路方框图 1倍 20倍 20倍 拟定整机方框图的一般原则是，在满足技术指标要求的前提下，应力求电路简单、性能稳定可靠。单元电路级数尽可能少，以减少级间的相互感应、干扰和自激。2.2选择电路原理图及阐明选择的主要依据2.2.1

4、实际的无线调频话筒电路 实际的无线调频话筒电路如图2-3所示。图2-3 无线调频话筒电路2.2.2选择依据考虑到频率稳定度的因素，调频电路采用克拉泼振荡器和变容二极管直接调频电路。电路的工作原理是：利用调制信号控制变容二极管的结电容，改变振荡器振荡回路的总电容，从而使调频振荡器输出信号的频率随调制信号的变化而变化，即实现调频。调频后的信号经过缓冲隔离、宽放和功放后通过天线发射出去。2.3叙述各部分电路的基本工作原理由于本题要求的发射功率Po不大，工作中心频率f0也不高，因此晶体管的参量影响及电路的分布参数的影响不会很大，整机电路可以设计得简单些，设组成框图如图2-2所示，各组成部分的作用是：(

5、1)LC调频振荡器：产生频率f0=6.5MHz的高频振荡信号，变容二极管线性调频，最大频偏，整个发射机的频率稳定度由该级决定。(2)缓冲隔离级：将振荡级与功放级隔离，以减小功放级对振荡级的影响。因为功放级输出信号较大，当其工作状态发生变化时（如谐振阻抗变化），会影响振荡器的频率稳定度，使波形产生失真或减小振荡器的输出电压。整机设计时，为减小级间相互影响，通常在中间插入缓冲隔离级。缓冲隔离级电路常采用射极跟随器电路。(3)功率激励级：为末级功放提供激励功率。如果发射功率不大，且振荡级的输出能够满足末级功放的输入要求，功率激励级可以省去。(4)末级功放：将前级送来的信号进行功率放大，使负载（天线）

6、上获得满足要求的发射功率。如果要求整机效率较高，应采用丙类功率放大器，若整机效率要求不高如50%而对波形失真要求较小时，可以采用甲类功率放大器。但是本题要求，故选用丙类功率放大器较好。发射机的输出应具有一定的功率才能将信号发射出去，但是功率增益又不可能集中在末级功放，否则电路性能不稳，容易产生自激。因此要根据发射机的各组成部分的作用，适当地合理地分配功率增益。如果调频振荡器的输出比较稳定，又具有一定的功率，则功率激励级和末级功放的功率增益可适当小些。功率激励级一般采用高频宽带放大器，末级功放可采用丙类谐振功率放大器。缓冲级可以不分配功率。2.4电路中各元器件的名称 元器件清单见附录B。各元器件

7、作用：C1=0.01uf为基极旁路电容；C7为滤波电容；C8=0.01uf为输出耦合电容；R5=150k为隔离电阻；C10=0.02uf，C12=0.01uf 为高频旁路电容；C9=0.02uf 为输入耦合电容；3.电路参数的计算与元件的选择整机电路的实际计算顺序一般是从末级单元电路开始，向前逐级进行。而电路的组装和调试顺序一般是从前级单元电路开始向后级逐级进行。3.1增益分配与功率放大器的设计功率激励级一般采用高频宽带放大器，末级功放可采用丙类谐振功率放大器。缓冲级可以不分配功率。功率增益如图2-2所示。 仅从输出功率Po800mW一项指标来看，可以采用宽带功放或乙类、丙类功放。由于还要求总

8、效率大于50%，故采用一级宽带放大器加一级丙类功放实现，其电路形式如图3-1所示。3-1 功率激励与末级功放电路3.1.1丙类功率放大器(末级功放)设计：1、基本关系式如图3-1所示，丙类功率放大器的基极偏置电压-VBE是利用发射机电流的分量Ie0在射极电阻R14上产生的压降来提供的，故称为自给偏压电路。当放大器的输入信号Vi为正弦波时，集电极的输出电流iC为余弦脉冲波。利用谐振回路LC的选频作用可输出基波谐振电压uc、电流iC1。(1)集电极基波电压的振幅Ucm= Icm1R，Icm1为集电极基波电流的振幅；RP为集电极负载阻抗。(2)输出功率Po Po= Ucm.Icm1= Ucm2/(2

9、 RP)(3)直流功率Pv Pv= Vcc.Ic0(4)集电极耗散功率PT PT= Pv- Po (5)集电极的效率 = Po/ Pv(6)集电极电流分解系数() n()= Icmn/icmmax (7)导通角 （一般取） 2、确定丙类放大器的工作状态为了获得较高的效率和最大的输出功率Po，选丙类放大器的工作状态为临界状态，=700，功放管为2N3501。(1) 最佳匹配负载(2)由Po=0.8 Ucm.Icm1= Ucm2/(2 RP)可得：集电极最大输出电压Ucm=10.5V(3)集电极基波电流振幅：Icm1=10.5/68.91=152.37mA(4)集电极电流最大值Icm= Icm1/

10、1(700)=152.37/0.44=346.30mA(5)集电极电流直流分量Ic0= Icm*0(700)=346.30*0.25=86.57mA(6)电源供给的直流功率Pv= Vcc* Ic0=86.57*12=1038.89mW(7)集电极的耗散功率PT=Pv-Po=1038.89-800=238.89mW(8)总效率=Po/Pv=800/1038.89=77.00%(9)输入功率若设本级功率增益Ap=13dB(20倍)，则输入功率Pi=Po/Ap=40mW(10)基极余弦脉冲电流的最大值Ibm(设晶体管2N的=10)Ibm= Icm/=34.63mA(11)基极基波电流的振幅Ibm1=

11、 Ibm1(700)=34.63*0.44=15.24mA(12)基极电流直流分量Ib0= Ibm0(700)=34.63*0.25=8.66mA(13)基极输入电压的振幅Ubm=2Pi/ Ibm1=5.25V(14)丙类功放的输入阻抗3、计算谐振回路及耦合回路的参数(1) 输出变压器线圈匝数比N5/N3(解决最佳匹配负载问题) 取N5=24，N3=23。(2) 谐振回路电容C11=100pF(3) 谐振回路电感L(4)输出变压器初级线圈总匝数比N=N3+N4 则 ，取值210，上述公式取2。需要指出的是，变压器的匝数N3、N4、N5的计算值只能作为参考值，由于分布参数的影响，与设计值可能相差

12、较大。为调整方便，通常采用磁芯位置可调节的高频变压器。4、基极偏置电路(1)发射极电阻R14由公式可得， 取标称值W=13R14(2)高频旁路电容C12=0.01uF。(3)高频扼流圈ZL2=47uH。(4)可变电容CT=(520)pF。5、元件清单CT=(520)pF ZL2=47uH C12=0.01uF C11=100pF uHL6 N3=5，N4=3, N5=2 、2N3501管子 3.1.2宽带功率放大器(功率激励级)设计功率激励级功放管为2N3416。1、计算电路参数(1)有效输出功率PH与输出电阻RH宽带功率放大器的输出功率PH应等于下级丙类功放的输入功率Pi=40mW，其输出负

13、载RH等于丙类功放的输入的输入阻抗|Zi|=86。即PH=40mW RH=86(2)实际输出功率PO设高频变压器的效率=80%，则Po= PH/=50mW(3)集电极电压振幅Ucm与等效负载电阻若取功放的静态电流ICQ=ICm=10mA，则Ucm= 2Po/ICQ=2Po/ICm=10V (4)高频变压器匝数比N1/N2321=HHRRNNh取变压器次极线圈匝数N2=2，则初级线圈匝数N1=6。(5)发射极直流负反馈电阻R13 (6)功放输入功率Pi本级功放采用3DG130晶体管，若取功率增益AP=13dB(20倍)，则输入功率(7)功放输入阻抗Ri (取 )若取交流负反馈电阻为10，则(8)

14、本级输入电压振幅Uim2、计算电路静态工作点(1)、(2)R11、R12 (I1=510倍IBQ )若取基极偏置电路的电流I1=5=5*0.3mA=1.5mA，则 R11取为7k。 (3)高频旁路电容C10=0.02uF。(4)输入耦合电容C9=0.02uF。此外,还可以在直流电源VCC 支路上加高频电源去耦滤波网络,通常采用LC的型低通滤波器。电容可取0.01uF,电感可取47uH的色码电感或环形磁芯绕制。还可在输出变压器次级与负载之间插入LC滤波器，以改善负载输出波形。3、元件清单C9=0.02uF C10=0.02uF R11=7k （5.1k+10k的电位器） R12=1.4k N1=

15、6， N2=2 R13 =140 2N3416的管子 3.2缓冲隔离级电路(射极输出器)设计从振荡器的什么地方取输出电压也是十分重要的。一般尽可能从低阻抗点取出信号，并加入隔离、缓冲级如射极输出器，以减弱外接负载对振荡器幅度、波形以及频率稳定度的影响。射极输出器的特点是输入阻抗高，输出阻抗低，放大倍数接近于1。1、电路形式由于待传输信号是高频调频波，主要考虑的是输入抗高，传输系数大且工作稳定。选择电路的固定分压偏置与自给偏压相结合，具有稳定工作点特点的偏置电路。如图3-2所示。射极加RW2可改变输入阻抗。 图3-2 射极输出器电路2、估算偏置电路元件(1)已知条件：Vcc=+12V，负载电阻R

16、L=325(宽带放大器输入电阻)，输出电压振幅等于高频宽带放大器输入电压振幅，即Uom=1.0V，晶体管为2N3416。0=60。晶体管的静态工作点应位于交流负载线的中点，一般取UCEQ=0.5Vcc，ICQ=(310)mA。根据已知条件选取ICQ=4mA,，VCEQ=0.5Vcc=6V，则(2)R10、Rw2：取R10=1k，Rw2为1k的电位器。(3) R8、R9VEQ=6.0VVBQ= VEQ+0.7=6.7VIBQ=ICQ/0 =66.67uA 取标称值R9=10k。取标称值R8=8.0k。(4)输入电阻Ri若忽略晶体管基区体电阻的影响，有 （RL=325） (4) 输入电压Uim (

17、6)耦合电容C8、C9为了减小射极跟随器对前一级电路的影响，C8的值不能过大，一般为数十pF，这里取C8=20pF，C9=0.02uF。3、元件清单C8=20pF C9=0.02uF R10=1k Rw2为1k的电位器 晶体管为2N34163.3调频振荡器设计调频振荡电路的作用是产生频率f0=6.5MHz的高频振荡信号。变容二极管为线性调频，最大频偏。发射机的频率稳定度由该级决定。调频振荡器电路如图3-3所示。图3-3 调频振荡器电路 LC调频振荡器是直接调频电路，是利用调制信号直接线性地改变载波瞬时频率。 如果为LC振荡器，则振荡频率主要取决于谐振回路电感和电容。将受到调制信号控制的可变电抗

18、与谐振回路连接，就可以使振荡频率按调制信号规律变化，实现直接调频。 1、LC 振荡器主要技术指标：工作中心频率：f0=6.5MHz；最大频偏：；频率稳定度：(1)确定电路形式，设置静态工作点本题对频率稳定度要求不是很高，故选用图3-3所示的改进型电容三点式振荡器与变容二极管调频电路。(2)三点式振荡器设计：基极偏置电路元件R1、R2、R3、R4、C1的计算图中，晶体管V1与C2、C3、C4、C5、Cj、L1组成改进型电容三点式振荡器，V1为共基组态，C1为基级耦合电容。 其静态工作点由R1、R2、R3、R4共同决定。晶体管Q1选择2N3416。小功率振荡器的集电极静态工作电流ICQ一般为(14

19、)mA。ICQ偏大，振荡幅度增加，但波形失真严重，频率稳定性降低。ICQ偏小对应放大倍数减小，起振困难。为了使电路工作稳定，振荡器的静态工作点取,测得三极管的。 由(1-3)可得R3+R4=3k，为了提高电路的稳定性，R4的值可适当增大，取R4=1k，则R3=2k。 为了提高电路的稳定性，取流过电阻R2上的电流 取标称值R2=8.2k。根据公式 得 R1=28.2K 实际运用时R1取20k电阻与47k电位器串联，以便调整静态工作点。C1为基极旁路电容，可取C1=0.01uF。C8=0.01uF,输出耦合电容。2、调频电路设计调频电路由变容二极管Cj和耦合电容C5组成，R6和R7 为变容二极管提

20、供静态时的反向偏置电压VQ，。R5为隔离电阻，为了减小调制信号Ui对VQ的影响，一般要求R5远远大于R6和R7。C6和高频扼流圈ZL1对Ui相当于短路，C7为滤波电容。变容二极管Cj通过C5部分接入振荡回路，有利于提高主振频率的稳定性，减小调制失真。变容二极管的接入系数，式中，Cj为变容二极管的结电容，它与外加电压的关系为 ( Cj0 为变容管0偏时结电容,UD 为其PN结内建电位差, 为变容指数) 变容二极管参数选择测变容二极管的特性曲线，设置合适的静态工作点。本题给定变容二极管为2CC1C，并取变容管静态反向偏压，由特性曲线可得变容管的静态电容。计算主振回路元件值：C2、C3、C4、C5、

21、L1C2、C3、C4、C5、Cj、L1组成并联谐振回路，其中C3两端的电压构成振荡器的反馈电压，满足相位平衡条件。比值C2/ C3=F，决定反馈系数的大小，F一般取0.1250.5之间的值。为了减小晶体管极间电容对振荡器振荡频率的影响，C2、C3的值要大。如果C4取几十皮法，则C2、C3在几百皮法以上。因接入系数，一般接入系数，为减小振荡回路输出的高频电压对变容晶体管的影响，p值应取小，但p值过小又会使频偏达不到指标要求，可以先取p=0.2。则，取标称值。（VQ=-4V时Cj =75pF） 若取C4=20pF，电容C2、C3由反馈系数F及电路条件C2C4、C3C4 决定，若取C2=330pF，

22、由F= C2/ C3= 0.1250.5取C3=750pF。则静态时谐振回路的总电容为 代入元件值可得 由公式6.5MHzCLfQo211=Sp uH16.77可得 L78.35*6.5411=* p*=p 计算调频电路元件值变容管的静态反偏压由电阻与分压决定，即 已知，若取，则。实际运用时可用10k电阻与47k电位器串联，以便调整静态偏压。隔离电阻R5应远大于R6、R7，取R5=150k。低频调制信号Ui的耦合支路电容C6及电感ZL1应对Ui提供通路，一般的频率为几十赫至几十千赫兹，故取，（固定电感）。高频旁路电容C7应对调制信号Ui呈现高阻，取。3、计算调制信号的幅度为达到最大频偏kHzf

23、m50=D的要求，调制信号的幅度，可由下列关系式求出。 因式中，静态时谐振回路的总电容，即 则回路总电容的变化量pFfCfCoQm14.06500/78.35502/2=*=D=DSS 变容管的结电容的最大变化量 由变容二极管2CC1C的特性曲线可得，当 时，特性曲线的斜率，故调制信号的幅度 则调制灵敏为 2、 元件清单 C1=0.01uF、R1为20K+47K电位器、R2=8.2K、R3=2K、R4=1K、2N3416管子、C2=330PF、C3=750PF、C4=20PF、C5=20PF、L1=16.7uH、2CCIC变容二极管、C8=0.01uF、C6=4.7uF、C7=5100pF、Z

24、L1=47uH、R5=150K、R6=2 K、 R7=10K。 4.设计总结4.1计算机仿真分析与参数验算 仿真过程中波形截图如下：通过理论分析后，计算出各参数的值，搭建好电路后，又调节各个电位器的值，使之出现较好的输出波形，如图4-1所示。图4-1 各电位器的值4.2小结(心得体会) 通过这次高频电子线路课程设计，我对高频电子线路这门课程有了更加深刻的理解，不同于课本知识，实践过程中对那些抽象的理论有了形象的认识，不仅仅是一个公式或者是一个理论，而是知道了在实际操作中该如何使用学到的知识。仿真过程中，通过对每一个模块的设计，我对LC调频振荡器如何通过改变电容电感的值来改变所产生正弦波信号的频

25、率，对变容二极管线性调频也有了一定的了解，知道可以通过变容二极管来决定整个发射极的频率稳定度。过程中遇到了产生频率偏差较大的情况，发现是参数设置的有问题，经过多次调试改变参数，最终可以得到要求的频率。对射极跟随电路的应用也有了认识，知道可以通过射极跟随电路来达到电路缓冲隔离的效果，将振荡级与功放级隔离，以减小功放级对振荡级的影响。开始的时候没有想到使用功率激励级电路，结果没办法满足末级功放的输入要求，导致仿真无法正常进行，通过查询资料发现需要加上一个功率激励级电路。通过设计末级功放电路，知道了如何去选择适合自己电路的功放，从而达到理想的效果。这次课设不仅提高了我对课本知识的熟悉度，也对我动手设

26、计仿真电路的能力有了一定的提高。知道了在面对难题的时候要多思考多查资料多尝试，难题就会迎刃而解。希望以后有更多类似的机会来提高我们的能力。 参考文献1.电子线路（非线性部分），主 编：谢嘉奎 出版社：高等教育出版社 20032.高频电路，主 编：清华大学通信教研室 出版社： 人民邮电出版社 3.高频电子线路，主 编：张肃文 出版社：高等教育出版社 2004附录附录A电路原理图附录B元件明细表表2-1 元器件清单RefDes系列值描述C1CAPACITOR0.01FC2CAPACITOR330pFC3CAPACITOR750pFC4CAPACITOR20pFC5CAPACITOR20pFC6CA

27、PACITOR4.7FC7CAPACITOR5100pFC8CAPACITOR0.01FC9CAPACITOR0.02FC10CAPACITOR0.02FC11CAPACITOR100pFC12CAPACITOR0.02FC13VARIABLE_20pF Key=ACAPACITORD1Def2CCICCT=75pf;VR=4V;Tuning=3.20;Q=350;Package=DO-204AAL1INDUCTOR16HQ1BJT_NPN2N3416*Vceo=50;Vcbo=50;Ic(max)=0.5;hFE(min)=75;hFE(max)=225;Ft=200;Pd=0.625;Pa

28、ckage=TO-92;Q2BJT_NPN2N3416Vceo=50;Vcbo=50;Ic(max)=0.5;hFE(min)=75;hFE(max)=225;Ft=200;Pd=0.625;Package=TO-92;Q3BJT_NPN2N3019Vceo=80;Vcbo=140;Ic(max)=1;hFE(min)=15;hFE(max)=300;Ft=100;Pd=5;Package=TO-39;Q6BJT_NPN2N3501Vceo=150;Vcbo=150;Ic(max)=0.3;hFE(min)=20;hFE(max)=300;Ft=150;Pd=5;Package=TO-39;R

29、1RESISTOR28kR2RESISTOR8.2kR3RESISTOR2kR4RESISTOR1kR5RESISTOR150kR6RESISTOR2.0kR7RESISTOR10kR8RESISTOR8kR9RESISTOR10kR10RESISTOR1kR11RESISTOR5.1kR12RESISTOR1.3kR13RESISTOR140R14RESISTOR13R15RESISTOR75R16POTENTIOMETER10k Key=ARw2POTENTIOMETER1k Key=AR交负RESISTOR10T1TRANSFORMER6:02T2TRANSFORMER1.VCCPOWER_SOURCES12VXFC1XFG1XSC1XWM1ZL1BASIC_VIRTUAL47H ZL2BASIC_VIRTUAL47H POWER_SOURCES地线POWER_SOURCESPOWER_SOURCES地线POWER_SOURCESPOWER_SOURCES地线POWER_SOURCES 教师评语： 评阅人: 年 月 日设计过程30报告40答辩30总成绩