2021150瓦射频放大电路 射频放大电路.doc

《2021150瓦射频放大电路 射频放大电路.doc》由会员分享，可在线阅读，更多相关《2021150瓦射频放大电路 射频放大电路.doc（93页珍藏版）》请在淘文阁 - 分享文档赚钱的网站上搜索。

1、2021150瓦射频放大电路 射频放大电路150瓦射频放大电路 射频放大电路射频放大电路的优化及仿真射频放大电路的优化及仿真崔玉超,孙运强(中北大学通信与信息工程学院山西太原030051)摘要:射频电路设计中为了达到最大功率传输、减少回波损耗等电路性能,一般在输入和输出端加入阻抗匹配网络来加以改善,计算机仿真高效地解决了确定阻抗匹配网络结构及各元件参数的问题,通过ADS仿真确定了射频电路中匹配网络的元件最佳参数。在对一个工作在1.9GHz频率的放大电路进行交流仿真之后加入匹配网络,利用ADS的调谐及优化处理功能确定了匹配网络的器件参数,得到改善后的电路及性能指标结果。利用网络分析仪测试所做实际

2、电路得到的结果与仿真效果一致。关键词:高频放大器;电路优化;射频电路;调谐中图分类号:TN72文献标识码:B文章编号:10042373X(2007)232093202OptimizationandCUI(CommunicationandofChina,Taiyuan,030051,China)Abstract:Toofpowertransmissionandleastreturnloss,impedancematchingnetworksaregenerallyinsertedinports,computersimulationsolvestheproblemofhowtosettlethei

3、mpedancematchingnet2workcompositionandcomponentparametersinhighefficiency.SettlethebestcomponentparametersofmatchingnetworkinRFcir2cuitwithADSsimulation.AddmatchingnetworkafterACsimulationtoanamplifierworkingat1.9GHz,settlethecomponentpa2rametersofmatchingnetworkwithADStuningandoptimizationfunctions

4、,gettheimprovedcircuitandtheneededresults.Theresultsofrealcircuitgivenbynetworkanalyzeralmostshownodifferencetothesimulationresults.Keywords:highfrequencyamplifier;circuitoptimization;RFcircuit;tuning1引言在无线通信飞速发展的今天,射频设计具有举足轻重的作用,而放大电路是几乎所有无线通信系统的必备环节。由于工作频率的日益提高,模拟和数字电路设计工程师们正在不断地开发和改进电路,用于无线通信的模拟电

5、路是在GHz波段,高性能的计算机、工作站以及PC机所用电路的时钟频率不断地增加,全球定位系统载波频率在1227.60MHz和1575.42MHz范围,个人通信系统中用大电路(AMP1900)为例,对其进行多方面的仿真,并加入匹配网络进行优化,从而得到改善的射频放大电路。2交流仿真、S参数仿真和调谐仿真是完成射频设计的一个有力手段,按照最优化的电路图制作实际电路,显然是最高效的。首先给出放大电路AMP1900中用到的子电路BJTpkg:的低噪声放大器工作在1.9GHz,并可安装在比硬币还小的电路板上,在C波段的卫星广播包括4GHz上行和6GHz下行系统。随着无线通信的快速发展,更紧凑的放大器、滤

6、波器、振荡器和混频器电路正被设计出来并交付使用。通常这些电路的工作频率高于1GHz。这个设计过程不仅要有独特性能的技术装置,而且要专门设计解决在常用的低频系统中没有遇到过的问题。“放大”是无线通信系统中发射机、接收机中普遍存在并且发挥重要作用的一个环节。下面将以实际的1900MHz放收稿日期:2007205216图1放大电路AMP1900的子电路该电路为考虑寄生参量的放大器子电路,beta为他的一个参数,在上层电路中,默认beta值为160。预置电压Vaf为50,E.B漏电流Ise为0.02e212;端口B、C、E分别标识为Num2,1,3;C1,C2均为120fF;L1,L2,L3均为320

7、pH,其中L1阻值0.01;BJT1即采用BJTM1模型。在上述子电路基础上建立1.9GHz初始放大电路(加入匹配网络前)如图2所示。圆朝Smithchart圆心移动。选择的L,C值要使电路无损耗地通过1900MHz。3最优化处理通过在原理图中引入最优化控制器和优化目标,可以得到最优化的匹配网络。这里优化目标设置S11最大值为-10dB,频率范围18501950MHz,对于S22进行类似设置。启动元件最优化处理,设置L优化范围是1图2初始放大电路Smatch40nH,C优化范围为0.011pF。优化处理完成后匹配其中:仿真频段为100MHz4GHz,步长10MHz;SRC2中设置电压为5V;终

8、端Term1,Term2分别标识为Num1和Num2,阻抗均为50;Q1中beta值采用默认的160;DCFeed1,DCBlock1,DCBlock2电容值为10pF;DCFeed2均为120nH;Rb,Rc阻值分别为56k网络的元件参数值被自动替换为最优值,为电感添加电阻。最终得到放大电路如图6所示。和590。运行电路仿真,对传输参数和反射参数数据绘图并做标记如图3所示,从图中可以看出,增益曲线比较平坦,漏也适当,但阻抗并未匹配。图6最优化电路Sopt图6中元件参数设置:仿真频段100MHz4GHz,步长10MHz;SRC2中设置电压为5V;终端Term1,R1分别标识为Num1和Num2

9、,阻抗均为50;Q1中beta值采用默认的160;DCBlock1,DCBlock2电容值为10pF;DCFeed1,DCFeed2均为120nH;Rb,Rc阻值分图3初始放大电路的S参数曲线别为56k和590。匹配网络中,Lmatchin为1813nH&12,Cmatchin为0.35pF,Lmatchout为27.1nH&6,Cmatchout为0.22pF。同样对最优化电路运行S参数仿真,可以得到接近理想的电路性能如图7所示。利用ADS调谐功能,加入匹配元件L和C并多次改变参数值,得到输入及输出端匹配网络的电路如图4所示,电路性能在图5中给出。图4输入/输出端匹配网络图7

10、理想的电路4结语改善射频系统的性能,必须首要改进其各个功能部件的性能指标。比较图3和图7可以明显看到该放大电路性能的提升,这对于最大功率传输、抑制回波损耗等具有显著的改进作用。软件仿真是提高工作效率的一条捷径,诸如ADS等高频仿真设计软件提供了可靠的设计依据,图5加入匹配网络后的电路性能对射频系统设计也是必不可少的助手。按照上述优化结果制作出实际的放大电路模块,利用矢量网络分析仪进行(下转第96页)考查图3中的S11数据,并联一个电容C将把标记点朝50恒定电阻圆图靠近,一个串联电感可使其沿50面,两面的电磁辐射都朝x轴的正方向,说明该天线沿x轴方向辐射电磁波。为了对天线的辐射状态有一个直观的认

11、识,利用HFSS软件绘出了天线在015GHz的三维增益方向图,如图6所示。80;Lg=1cm;t=012cm;H=7125cm;渐变槽边沿的曲013x线函数y=0115e(x的运算单位:cm),曲线的初始点坐标P1(x,y)=P1(0cm,0115cm),曲线的终点坐标P2(x,y)P2(14cm,101003cm);介质板的长度d=Lg+Dsl/2+Dsl/2)2-(Wsl/2)2+Ltc+Lta+L171989cm。介质板采用相对介电常数r=2165的玻璃钢纤维强化聚四氟乙烯材料,微带线及接地板都采用金属材料。图6015GHz的三维增益方向图图2基于HFSS的Vivaldi宽频微带天线仿真

12、模型3结语图3驻波比随频率变化的关系曲线,本文设计了5的Vivaldi宽频带微HFSS对其进行建模仿,成功地确定了天线各部分结构尺寸的大小。仿真结果表明该天线的各性能参数均满足设计指标要求,天线已被送给相关研究所进行加工。参考文献1钟顺时.微带天线理论与应用M.西安:西安电子科技大利用HFSS软件对上述设计天线的电磁特性进行了计算,其结果如图3图6所示。其中图3VSWR随频率f的变化曲线,015415GHz1,116GHz,3,3作为确定天线阻抗带宽的基准要求。对天线在各频率点上的增益方向图进行了仿真,结果表明各频率点上的3dB波瓣宽度都在60120之间,完全具备接收天线的宽波束特性,而且在各

13、频学出版社,1991.2牛军谦,吕善伟,刘涓,等.Vivaldi天线及其在宽带测量系统点上的最高增益均较高,基本在712dB内。中的应用J.宇航计测技术,2004,24(3):20223.3EhudGazit.ImprovedDesignoftheVivaldiAntennaJ.IEEEProceeding,1988,135(2):89292.4SchaubertDH.WideBandPhasedArraysofVivaldiNotchAn2tennaJ.IEEETrans.AntennaPropgat.,1997,1:14217.图42GHzH面二维增益方向图图52GHzE面二维增益方向图5

14、SzeJiayi,WongKinlu.BandwidthEnhancementofaMicros2trip2line2fedPrintedWide2slotAntennaJ.IEEETransAP,2001(7):102021023.6卢万铮,曾越胜.宽缝微带天线阻抗特性的时域有限差分法本文仅给出中心频率f=2GHz的H面及E面的二维增益方向图,分别如图4及图5所示。根据槽线内部的场分布可知,H面为图2中的xoz面,E面为图2中的xoy分析J.微波学报,1999,15(12):3002305.作者简介刘密歌女,1972年出生,陕西咸阳人,讲师,西北工业大学硕士。主要从事天线设计及微波测量方面的

15、研究工作。(上接第94页)测量,其S参数等各项指标均与仿真效果基本吻合。在笔者应用中,加入了该放大电路的无线通信发射机、接收机系统运行稳定,同时具有较强抗干扰性能。参考文献1李宗谦.微波工程基础M.北京:清华大学出版社,2004.2ReinholdLudwig,PavelBretchko.射频电路设计理论与应用M.王子宇,译.北京:电子工业出版社,2002.3谢处方.电磁场与电磁波M.北京:高等教育出版社,2006.4张贤达.非平稳信号分析与处理M.北京:国防工业出版社,1997.5徐晓荣.X波段无人机载SAR发射机的设计J.中国雷达,2005(4):36239.作者简介崔玉超男,1982年出

16、生,河北深泽县人,在读硕士研究生。主要研究方向为射频电路设计及应用。孙运强男,1963年出生,山东莒南县人,博士,教授。主要研究方向为动态测试、短距离无线通信技术。通信射频电路射频放大器29-32第九章电子科技大学射频放大器本章内容放大器的工作原理; LNA,PA,GA特点和主要技术指标; 射频放大器设计基本步骤; LNA/PA的设计方法。 掌握射频放大器原理、特点和主要 技术指标; 射频放大器基本电路拓扑 结构，设计方法（DC偏置网络、输入/ 输出阻抗匹配、稳定电路的设计方法） 和电路性能仿真方法。1 电子科技大学2GHz功放的第一级放大器 简化电路图2GHz功放电路版图(HMIC)RF放大

17、器电路基本拓扑结构（1）直流(电压/电流)偏置电路 （2）阻抗匹配/转换电路 （3）控制和保护电路2电子科技大学20-40 GHz PHEMT MMIC Amp3电子科技大学43级2.6GHz 40W功放电路版图(HMIC)&9.1 射频放大器的工作原理电子科技大学放大器功能:放大信号。 在通信系统中,放大器放大信号电压、电 流或功率电平。 放大器的另一种功能是实现有源阻抗匹 配，如跟随器，其为电压增益为1的放大器。BJT共射(CE)放大电路Vc Rb vi C1 vb Rc C2 C3RLv05CE BJT 放大电路拓扑 单向等效电路模型电子科技大学Ii Rs Ri VsIiRoRL

18、RbRi Rirbe Ro roVi =Vs Ri Rs + RiVo = Vi - bI i Ii =Vs Rs + RiVo = - bI i Ro RL Ro + RL GV =Vs Ri Rs + RiRo RL Ro + RL=-Ro RL b Ri ( Rs + Ri )6当RL=Ro时RL GV = - b 2R电子科技大学CE BJT放大器的输入/输出关系RF放大器放大了RF信号, 放大的功率并不 是由放大器本身提供的，而是由电路中的直流 电源提供的，放大器的作用是在输入信号的控 制下，将一部分直流功率转换为RF(交流)功率。 因此RF放大器实质上是一个可控的直流-RF的 7

19、能量转换器。6.2 放大器主要技术指标电子科技大学1.增益工作在低频信 号 源Ii Vi放 大 器Io 负 载 Vo电压增益 电流增益Vo GV = ViVo 或 GV = 20 lg (dB) ViIo Gi = IiIo 或 Gi = 20 lg (dB) Ii功率增益Po Vo I o Gp = = = GV Gi Pi Vi I i或Po G p = 10 lg (dB ) 8 Pi工作在射频电子科技大学射频放大器结构框图简化的单级射频放大器9电子科技大学信号流图放大器输入端口的实际输入功率bs = Z0 Z s + Z0 Vs = b1 - a1 G s = b1 (1 - G s

20、Gin ) 2 1Pinc =b2=bs22 22 1 - Gin G sPin = Pinc (1 - Gin ) =PA = Pinc (Gin = G* )= sbsbs222 1 - Gin G s(1 - Gin ) 2222 1 - Gin G s(1 - Gin ) = 2bs21022(1 - G s )电子科技大学放大器转换(传输)功率增益GtuG t = PL PA = (1 - G s )(1 - G L2 2) S21 /(1 - GinG s 1 - G L S22 )222放大器资用功率增益GAGA = PLA PA = (1 - G s2) S21 /(1 - G

21、out )(1 - S11G s )222放大器功率增益GPGp = PL Pin = (1 - G L2) S21 /(1 - Gin )(1 - S22G L )222112.频率响应特性电子科技大学任何实际放大器都是有限的频带响应,其 在一定的通带范围内幅频特性平坦，相频特 性恒定(180,反相放大器，同相为0)lgAfL (f)fHf180f12放大器放大倍数的幅相频率响应带宽电子科技大学增益下降不超过XdB的频率范围 BWA=fH-fL 当fL=0，即所谓的“直流”放大器。 特征频率 fT 电流增益值下降为0dB时对应的高端频率。 工程上,选择放大器并非要求BWAWBS(传 输的通信

22、信号的实际带宽),而要求BWAWBS即 可。3.噪声系数 NF衡量放大器本地噪声大小。134. 隔离度电子科技大学衡量放大器输入端与输出端之间相互隔 离的程度，表征了信号反向传输引起的串扰 程度。主要原因在于晶体管极间的电容和寄 生元件引起的耦合效应。5.线性度及线性动态范围放大器本质上是非线性器件,随着输入 信号的增大,输出中将有各种交调成分和谐 波分量,导致信号失真。放大器的线性度用 失真程度表征,失真小, 线性度高。交调失真比N阶交调分量幅度 IM n = (dBc) 基波幅度14线性动态范围(DR)电子科技大学放大器无失真放大信号的输入信号功率 变化范围。线性动态范围: P1dB(dB

23、m)-输出端 本地噪声功率(dBm)1:13:16. 效率漏极(集电极)效率输出射频功率 h= 消耗DC功率功率增加效率(Power-Added-efficiency)输出射频功率-输入射频功率 PAE = 消耗DC功率15PAE = h (1 -电子科技大学1 ) h Gp平均效率Pav平均输出射频功率 P av = 平均消耗DC功率7.端口回波损耗或驻波比衡量放大器输入输出端口阻抗匹配特 性，常用回波损耗(dB)或电压驻波比( )表征 回波损耗Pr1 RLin = -10log( ) = -20log Gin Pin1 Pr2 RLout = -10log( ) = -20log Gout

24、 P16电压驻波比()电子科技大学Vmax-in Gin + 1 VSWRin = = Vmin-in 1 - GinVSWRout Vmax-out Gout + 1 = = Vmin-out 1 - Gout为什么工程上常要用分贝增益/回波损耗 1. 增益/回波损耗很大/很小时，其对数值较 小; 2. 对数对绝对值大小不敏感，但对变化率敏 感; 3. 人耳对音响的听觉与强度呈对数关系; 4. 多级放大器级联时增益计算方便，乘变加; 17 5. 计算信号大小方便。&9.3 射频放大器设计的理论电子科技大学放大器稳定性有源器件稳定性1. 条件稳定 2. 无条件稳定稳定因子K(Rolle

25、rs)D = S11S22 - S12 S21K= 1 - S11 - S22 + D 2 S12 S212 2 2有源器件输出端接 负载的信号流程图K1,晶体管是绝对(无条件)稳定的 K<1,晶体管是否稳定需根据源、负载阻抗 18 在稳定圆上的位置来确定. 前向(Forwards)稳定因子电子科技大学* Mus = (1 - S 22 ) /( S11 - S 22 D + S12 S 21 )2* Mul = (1 - S11 ) /( S 22 - S11 D + S12 S 21 )2Mul/Mus1, 无条件稳定 Mul/Mus<1, 条件稳定19最大稳定增益（MSG）电

26、子科技大学S21 MSG = , K 1 S120.5um MESFET的MSG/MAG晶体管在低频段是条件稳定的（ 1），MSG是以每倍频程3dB滚降，在某频率 点1后，器件是无条件稳定（1）， 20 最大MAG以6dB滚降! 放大器稳定性电子科技大学Mason定律S21S12G L Gin = S11 + 1 - S22G LGoutS21S12G s = S22 + 1 - S11G s输出端接负载的信号流程图S ( =输出端稳定的边界条件( Gin = 1 )S21S12G L S11 + =1 1 - S22G LrL = S12 S21 D - S222 2G CL22- DS2*

27、 * 11 2)S22 - D输入端稳定的边界条件( Gout = 1)S21S12 G s S11 + =1 1 - S22G LrS = S12 S21 D - S112 2GCS =* ( S11 - DS22 )*S11 - D2221在Smith圆图上，在圆内或圆外的所有阻抗会使 得放大器的输入/输出端反射系数大于一，最终导 电子科技大学 致不稳定。这个圆称为负载/源阻抗稳定圆.Smith圆图上稳定圆判定：（a）稳定阻抗区域部 分在Smith圆内，（b）稳定阻抗区域部分在Smith 22 圆内且包含了50欧点.电子科技大学点（c）不稳定阻抗区域完全在圆外，（d）稳定阻抗区域完全 包含

28、Smith圆，（e）不稳定阻抗区域完全在圆内但没有包含 23 50欧点（f）稳定阻抗区域完全在圆内且包含50欧点. 有源器件/放大器的稳定性的改善方法电子科技大学Resistance loading stabilization methodsSeries/shunt negative feedback stabilization methods24等增益圆电子科技大学传输增益:传输到负载的功率与从源可获得 的功率的比值!GT = S21 (1 - G S )(1 - G L ) 1 - S11G S - S22G L + DG S G L2 2 2 2单向传输增益GTU = GT ( S12

29、= 0) = S 21 (1 - G S )(1 - G L ) (1 - S11G S )(1 - S22 G L )1 - GS2 22222= GS G0GLGS = 1 - S11G SG0 = S212GL =1 - GL2 21 - S22 G L25电子科技大学26电子科技大学Constant source gain circles in the Smith Chart.Constant load gain circles in the Smith Chart.27这些等增益圆的使用必须与稳定圆相结 合，因为当值小于1时，高增益圆可能部分 电子科技大学 或全部落入不稳定区域。28

30、负载阻抗匹配的等增益圆和负载稳定圆&.4 RF放大器设计电子科技大学 RF放大器设计任务（1）确定直流工作点,设计直流偏置电路; （2）确定Q点下有源器件特性(稳定性,增益,NF, 功率,效率,IMn,等); （3）设计阻抗匹配/转换电路,实现要求的放大器 性能; 29 (4) 设计控制和保护电路(按需要). RF放大器设计步骤及方法电子科技大学1. Select DC biasing conditions; 2. Design DC biasing circuits; 3. Select S-parameters for given bias and operating freque

31、ncy or linear/nonlinear model; 4. Build input and output matching networks for desired frequency response with RF/DC isolation; 5. Simulate amplifier performance on the computer (EDA Tools); 6. Fapicate Amp; 30 7. Test Amp for validation.确定直流工作点,设计直流偏置电路电子科技大学直流工作点确定了放大器类型及特性(G, Pout, NF, IM, PAE, e

32、tc.), 选择直流工作 点取决于应用要求.放大器类型Class A/B/C/D/E/F/Invert F (甲,乙,丙,丁,等)31各类型放大器特性电子科技大学甲类放大器32主要应用领域: LNA, GA, 线性PA乙类放大器电子科技大学33主要应用领域: 高效率PA电子科技大学34不同类型放大器中晶体管极上的电压和电流 波形 电子科技大学The DC voltage and current waveforms35 放大器类型与特性电子科技大学1. Class A/B Linear Amp, Class D/E/F high Eff Amp. 2. Class AB/F have the s

33、ame Psat, F 15% higher Eff, E highest Eff. 3. For the same Eff, F have high Pout than Class E, For the Pout, Class F have lower IMn than Class 36 E.直流偏置电路设计要点电子科技大学直流偏置电路功能是为有源器件提供选 择的工作点,其本质是一个低通滤波器,起到 通直流,隔交流的作用.直流偏置电路可以实现下列功能: 1. 偶次谐波抑制; 2. 改善放大器的稳定性; 3. 部分匹配电路.37直流(电压/电流)偏置电路设计电子科技大学There are tw

34、o types of Techs Passive Biasing (or self-biasing) Tech Resistive networks, Rrawback: poor temperature stability Active Biasing Tech Additional active components (thermally coupled) Drawback: complexity, added power consumption381. Passive Biasing Tech电子科技大学 Simple two element biasing Blocking capac

35、itors CB and RFCs to isolate RF path; Very sensitive to collector current variations Voltage divider to stabilize VBE Freedom to choose suitable voltage and current settings (Vx, Ix) Higher component count, more noise susceptibility39例题1: CE BJT 放大器的无源偏置电路分析Vc 电子科技大学 C3R1/I1VbQIcQ vi C1RcC2RLv0R2ReC

36、e要求R1/R2Ri DC偏置取IbQ= IcQ/B, I110 IbQ Vb稳定原理：温度变化IcQ VcQ Vbe (VbQ 不变) IbQ IcQ 40例题2: 双BJT直接耦合的无源偏置电路分析电子科技大学VcVb2 Vb1 I1 I2稳定过程：I2 Vb 1 I 1 V b 2 I2412. Active Biasing Tech电子科技大学 Base current of RF BJT (Q2) is provided by low-frequency BJT Q1 Excellent temperature stability (shared heat sink) high co

37、mponent count, more complex layout423. Common FET Biasing Tech电子科技大学Bi-polar power Supply(VG<0 and VD0)43Uni-polar power supply (Self-biasing)Other FET Biasing Techs电子科技大学Self-Biasing TechActive Load Biasing Tech44Const Current Source Self-Biasing Tech4 Transmission Line biasing Tech电子科技大学特点: 1.

38、偶次谐波抑制; 2. 改善放大器的稳定性.45 确定Q点下有源器件特性电子科技大学有源器件在不同的直流偏置点Q的稳定性, 增益,NF,功率,效率, IMn,等特性是不同的!1. 有源器件的稳定性46RF放大器电路结构例题:BFG505W (BJT) S-parameters (Vce=6V, Ice=4mA) as a function of frequency 电子科技大学47 阻抗匹配/转换电路设计 Build input and output matching networks 电子科技大学 for desired frequency response with RF/DC isolat

39、ion. 阻抗匹配/转换电路设计取决于放大器要 求的增益,NF,功率,效率,IMn,等指标,即放 大器的种类: LNA,PA, GA. LNA阻抗匹配/转换电路设计LNA阻抗匹配/转换电路设计步骤 1. 确定要求的最小噪声源阻抗48电子科技大学2. 将最小噪声源阻抗匹配到输入信号源阻 抗(输入匹配网络) 3. 确定放大器输出阻抗 4.匹配放大器输出阻抗到负载阻抗(输出 匹配网络)Design Tips: (1) RF Amp must be a stable in in-band and outband far from RF frequency at given dc bias; (2) S

40、tability must be verified in SS/LS conditions; (3) Feedback technique is the better way to realize a high-gain, low return loss, poadband stable RF Amp.例: RF LAN 设计(ADS)49作业电子科技大学射频通信电路 第五章中习题 5-8，10射频电路设计理论与应用第九章习题 9.4，9.9，9.13 ，9.29, 9.30。50宽带射频功率放大器的匹配电路设计技术专题 /RADIO & TELEVISION INFORMATIONN

41、etwork Technology / RADIO & TELEVISION INFORMATION RADIO & TELEVISION INFORMATION RADIO & TELEVISION INFORMATION宽带射频功率放大器的匹配电路设计文/安徽省广播电视科研所 宫为保/摘要：介绍了一种分析同轴线变换器的新方法，建立了理想与通用模型，降低了分析难度和简化了分析过程。通过研究分析，提出了一种同轴变换器与集总元件相结合的匹配电路设计方法，通过优化同轴线和集总元件的参数，实现放大器的最佳性能。利用该方法设计了一款应用于推挽式功率放大电路的匹配电路，仿真结果表

42、明，匹配效率高达99.93%。关键词：宽带射频 同轴变换器 匹配电路 巴伦阻抗变换器和阻抗匹配网络已经成为射频电路以及最大功率传输系统中的基本部件。为了使宽带射频功率放大器的输入、输出达到最佳的功率匹配，匹配电路的设计成为射频功率放大器的重匹配电路设计非常困难。本文设计的同轴变换器电路就能实现高效率的电路匹配。同轴变换器具有功率容量大、频带宽和屏蔽好的特性，广泛应用于VHF/UHF波段。常见的同轴变换器有1：4和1：9阻抗变换，如图1所示。但是实际应用中，线阻抗与负载不匹配时，它们的阻抗变换不再简单看作1：4或1：9。本文通过建立模型，提出一种简化分析方法。2所示。其源阻抗Zg与ZL负载阻抗变

43、换比1 同轴变换器模型同轴变换器有三个重要参数：阻抗长度是为了分析方便。当同轴线的介质和长度一定时，电长度就是频率的函数，可以不必考虑频率。要任务。要实现宽带内的最大功率传输，变换比、特征阻抗和电长度。这里用电1.1 理想模型理想的1：4变换器的输入、输出阻抗都匹配，每根同轴线的输入、输出阻抗等于其特征阻抗Z0，其等效模型如图单的仪器测试便能定位。处理硬件如PON口光模块、ONU、OLT单板等故障时，可以通过反复替换正常硬件与故障硬件来判断故障源查找是否正确。如果定位准确，更换硬件后故障立即得到解决；如属于ODN问题的，只需要通过光功率计或OTDR对ODN链路进行逐级测量便能即时定位并解决故障

44、。硬件故障往往定位比较简单，但有些硬件故障查起来比较费功夫，这就需要维护人员对EPON系统有足够全面的了解并能具备清晰地分析思路，从而尽快缩小故障范围直至定位故障源。软件故障主要是指EPON设备厂家提供的运行软件存在有BUG，必须通过升级程序版本来解决相关问题，这类问题一般属于厂家职责范畴，一旦发现必须通知厂家尽快解决。认为故障一般是由于认为原因如连错线、配错数据、用错软件版本等造成的故障。为把此类故障降低至最低限度，应该在操作过程中认真、仔细地做好每个环节。同时加强集中网管人员的操作权限，严格限制无关人员操作或相关人员越权操作。4 结束语EPON技术的成熟，以及EPON系统的投资成本节省、建

45、设维护简便等特点，使其越来越被广大广电运营商所青睐，利用EPON进行我们广电系统的IP城域网的建设将是一项长期而艰巨的系统工程。而与有线电视网络相结合的EPON系统则更具有其他宽带IP网络无法比拟的性能，必将帮助广电系统带来新的飞跃。68 /RADIO & TELEVISION INFORMATION / 2010年9月 / 无线技术 /RADIO & TELEVISION INFORMATION RADIO & TELEVISION INFORMATION RADIO & TELEVISION INFORMATIONNetwork Technology / R

46、ADIO & TELEVISION INFORMATION部等效到Zin中，最后得到反射系数为： (2)其中， 为：Zg:ZL=Zin:Zout=(Z0/Z0):(Z0+Z0) =1:4 (1)图2和公式（1）表明：变换器的阻抗变换比等于输入阻抗与输出阻抗之比。同轴变换器的输入阻抗等于同轴线的输入阻抗并联，输出阻抗等于同轴线的输出阻抗串联。当反射系数为零时，功率可以无反射的传输，这时阻抗实现完全匹配。由公式（2），反射系数为零可以等效为分子为零，即：等效一根同轴线，利用同轴线的分析结果，更容易获得特征阻抗和电长度参数。特别对于利用同轴变换器设计的匹配电路，可以简化设计步骤，减少工作量。

47、 2 宽带匹配电路的设计通过对同轴变换器的分析，可以通过调谐特征阻抗和电长度完成阻抗匹配。但是实际同轴线的特征阻抗是有一定规格的，不是任意的，而且电长度又是随频率变化的，所以采用同轴变换器和集总元件联合实现宽带匹配的方式。2.1. 集总元件匹配电路复阻抗可以用电阻与电抗串联表示，也可以用电阻与电抗并联表示，这两种其中，表示的等效电路如图5所示。它们都是指同一个复数，其转换关 可得：当E为90o时， 由于特征阻抗为实数，ZLZg*为实数时，方程才有解或才能完全匹配。当ZL和Zg为实数时，就是常用的/4阻抗变换。当E不等于900，利用实部与虚部都等于零得方程组：整理化简得：（4）公式4表明，电阻并

48、联电抗可以减小其复阻抗的实部，再串联电抗抵消其虚部，就可以实现Rp到RS阻抗匹配。所需的电抗值可以通过表达式4计算，且Xp与XS取不同性质的元件，如果Xp用电容，XS就用电感。集总元件实现阻抗匹配原理：电阻并联电抗减小其实部，再串联电抗抵消其虚部，达到两个纯电路的匹配；当匹配的不是纯电阻时，可以采用抵消和吸纳虚部的方法实现复阻抗的匹配。系为：1.2 通用模型由于特征阻抗是实数，而源阻抗与负载阻抗一般都是复数，所以，就不能简单的用变换比来计算。阻抗匹配就是输入阻抗等于源阻抗的共轭，实现功率的最大传输。特征阻抗为Z0，电长度为E的无耗同轴线接复阻抗的电路如图3所示。由于源阻抗与同轴线特征不匹配，电路的反射系数就不是负载反射系数。由于同轴线是无耗的，进入同轴线的功率就等于负载消耗的功率。那就可以把电路简化只有一个负载Zin，又因为Zg与Zin都是复数且串联，就可以把Zg中的虚（3）公式（3）说明，不是任意两个复阻抗都可以完全匹配，必须满足特征阻抗为正实数；可以并联或串联电抗元件，使两个不可能完全匹配的复阻抗完全匹配。通用模型是结合理想模型和同轴线分析建立，如图4所示。把1：N同轴变换器 / 2010年9月 / RADIO & TELEVISION