不同功率LED照明驱动电源方案选择指南(共28页).doc

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1、精选优质文档-倾情为你奉上最新版：不同功率LED照明驱动电源方案选择指南上网时间：2010-06-10 来源：安森美半导体解决方案： 不同功率AC-DC供电LED通用照明应用要求及方案 不同功率DC-DC供电LED通用照明应用要求及方案 特别适合低电流LED照明应用的线性恒流稳流器 LED照明解决方案周边元器件 本文旨在探讨LED通用照明市场不同功率范围及不同电源供电应用的要求，以及适用的LED驱动器及相关元器件，帮助照明设计工程师尽择适合的元器件方案，加快上市进程。不同功率AC-DC供电LED通用照明应用要求及方案不同功率的交流-直流(AC-DC) LED照明应用所适合的电源拓扑结构各不相同

2、。如在功率低于80 W的应用中，反激拓扑结构是标准选择；而在讲究高能效的应用中，谐振半桥双电感加单电容(HB LLC)是首选。安森美半导体提供覆盖宽广功率范围的AC-DC LED照明方案，表1列举了几种典型的安森美半导体AC-DC LED照明方案。表1：安森美半导体典型AC-DC LED通用照明解决方案。从应用的功率等级来看，AC-DC供电的LED通用照明应用包括低功率、中等功率和大功率等不同类型。低功率应用的功率范围通常在1到12 W之间，中等功率涵盖8到40 W范围，大功率应用的功率常高于40 W。1)1 W至8 W LED通用照明应用要求及方案在1 W到8 W的低功率LED通用照明方面，

3、典型应用如G13、GU10、PAR16、PAR20和嵌灯等。这类应用的输入电压范围在交流90至264 V之间，恒流输出电流包括350 mA和700 mA两种，能效要求为80%，并要求提供短路保护和过压保护等保护特性。在这类应用中，可以采用安森美半导体的NCP1015自供电单片开关控制IC。这器件集成了固定频率(65/100/130 kHz)电流模式控制器和700 V的高压MOSFET，提供构建强固的低成本电源所需的全部特性，如软启动、频率抖动、短路保护、跳周期、最大峰值电流设定点及动态自供电功能(无需辅助绕组)等。值得一提的是，NCP1015在1 W到8 W LED照明应用中，既可以用于隔离型

4、方案，也可用于非隔离型方案，满足客户的不同应用需求。这两种方案的成本差不多。但隔离型方案采用变压器实现电气隔离，方案中包含简单的反馈电路和用于负载开路及故障保护的钳位电路，安全性高，更适合于需求通过安规认证的应用。非隔离型方案采用抽头电感来隔离交流信号，能提高MOSFET工作的占空比，提高系统能效及电路性能。图1：基于安森美半导体NCP1015的1至8 W隔离型(a)及非隔离型(b) LED照明方案。上述基于NCP1015的隔离型及非隔离型方案均不含PFC，但安森美半导体也提供含PFC的NCP1015/NCP1014方案，为客户提供更多选择。2)8 W至25 W LED通用照明应用要求及方案：

5、无PFC与有PFC在8 W-25 W AC-DC LED照明应用中，我们要考虑两种情况。一种是应用不要求功率因数校正(PFC)。另一方面，美国能源部(DOE)“能源之星”固态照明(SSL)规范规定任何功率等级皆须强制提供功率因数校正(PFC)。这标准适用于一系列特定产品，如嵌灯、橱柜灯及台灯，其中，住宅应用的LED驱动器功率因数须大于0.7，而商业应用中则须大于0.9。但这标准属于自愿性标准，即可选择不遵从或遵从。因此，要考虑的另一种情况是要求PFC。不需要PFC的8 W到25 W AC-DC LED照明方面，典型应用如PAR30、PAR38和嵌灯。在这类应用中，输入电压要求为85135 Va

6、c或185264Vac(或通用输入)，能效要求大于80%，提供短路保护及开路保护等保护特性，恒流输出电流为350 mA、700 mA及1 A等不同电流。相应地，可以采用安森美半导体的NCP1028或NCP1351，见图2。图2：基于NCP1028和NCP1351的8-15/25 W AC-DC LED照明方案(无PFC)其中，NCP1028是一款增强型单片开关控制IC，提供800 mA峰值电流，还提供过功率保护、内置斜坡补偿及输入欠压保护等特性，适用于在通用宽电源输入的应用中提供几瓦至15 W的输出功率。除了基于NCP1028的无PFC方案，安森美半导体现也提供基于NCP1028的有PFC的方

7、案。NCP1351则是一款固定导通时间、可变关闭时间脉宽调制(PWM)控制器，适用于成本至关重要的低功率离线反激开关电源应用。这器件支持频率反走，还具有闩锁输入、自然的频率抖动、负电流感测及扩展的电源电压范围等特性。在要求PFC的8 W到25 W AC-DC LED照明方面，典型应用同样是PAR30、PAR38和嵌灯。这类应用的输入电压规格为90至264 Vac，能效要求80%，支持350 mA、700 mA及1 A恒流输出，提供短路及过压保护，功率因数要求高于0.9。这类应用适合采用安森美半导体的NCL30000单段式功率因数校正LED驱动器。单段式拓扑结构省下专用PFC升压段，减少元器件数

8、量，帮助降低系统总成本。NCL30000提供高于0.9的功率因数，满足IEC C类谐波含量要求。这器件能够直接驱动LED，带精确恒流输出控制，在5至15 W的较低输出功率时能效高于80%，典型能效高于83%，并支持TRIAC等现有调光方案。图3：基于NCL30000的8-25 W AC-DC LED照明方案(有PFC)3)50 W至200 W LED通用照明应用要求及方案功率高于50 W的AC-DC LED应用广泛用于街道照明及大功率区域照明，可以采用不同的LED方案，用于50 W-150 W或100W -200 W的功率范围。假定其输入电压规格为90-264 Vac，功率因数高于0.9，能效

9、大于85%，提供短路及过压保护，及350 mA、700 mA和1 A的恒流输出。此类应用可以采用下述不同方案，适应不同需求：NCL30001：单段式PFC LED驱动器；NCP1607+NCP1377：CrM PFC+ QR PWM；NCP1607+NCP1397或NCP1392/3：CrM PFC+ LLC PWM。图4：基于NCL30001的40-150 W AC-DC LED照明方案以NCL30001为例，这是一款电流连续模式(CCM)控制器，用于40 W到150 W功率范围的单段式功率因数校正LED驱动器。这器件支持20到250 kHz的可调节开关频率，支持频率抖动和电压前馈，包含输入

10、欠压和过载定时器，提供高能效和高功率因数及强固的保护特性，图4是NCL30001的典型应用电路图。值得一提的是，近年来，业界对超高能效的LED照明拓扑结构兴趣日浓，期望在相对较低的功率电平(0.1F则R=t2.2C(t=1s，C=2CXF)。由这些集中参数元件构成无源低通网络，抑制开关电源产生的向电网反馈的传导干扰，同时抑制来自电网的噪声对开关电源本身的侵害，为了使通过滤波电容C流入地的漏电流维持在安全范围内，CX=0.10.2F，CY的值一般适合取在0.10.33F之间，不宜过大，相应的扼流线圈L应选大些，一般适合取在0.5H8mH之间，这样既符合安全要求，又能抑制电磁干扰。共模电感L1是在

11、同一个磁环上由绕向相反、匝数相同的两个绕组构成。使滤波器接入电路后，两只线圈内电流产生的磁通在磁环内相互抵消，不会使磁环达到磁饱和状态，从而使两只线圈的电感值保持不变。通常使用环形磁芯，漏磁小，效率高。但是绕线困难，如磁环的材料不可能做到绝对均匀，两个线圈的绕制也不可能完全对称等，使得两个绕组的电感量是不相等的，于是，形成差模电感。所以，一般电路中不必再设置独立的差模电感了。共模电感的差值电感与电容CX1及CX2构成了一个型滤波器。这种滤波器对差模干扰有较好的衰减。除了共模电感以外，图4中的电容CY1及CY2也是用来滤除共模干扰的。共模滤波的衰减在低频时主要由电感器起作用，而在高频时大部分由电

12、容CY1及CY2起作用。电容CY的选择要根据实际情况来定，由于电容CY接于电源线和地线之间，承受的电压比较高，所以，需要有高耐压、低漏电流特性。使用LC滤波电路，可根据公式计算电路的谐振频率，调整电感、电容，使谐振频率与干扰频率相近或接近干扰频率的中心频率。对频率很高的电磁干扰，可以使用三端电容或穿心电容进行滤波。屏蔽技术屏蔽是抑制开关电源辐射干扰的有效方法。一般分为两类：一类是静电屏蔽，主要用于防止静电场和恒定磁场的影响；另一类是电磁屏蔽，主要用于防止交变电场，交变磁场以及交变电磁场的影响。可以用导电性能良好的材料对电场进行屏蔽，用磁导率高的材料对磁场进行屏蔽。实际应用中，主要是应用于隔离变

13、压器。变压器绕组间的交叉耦合电容为共模噪声流过整个系统提供了通路。这一交叉耦合电容可以在变压器结构中采用法拉第屏蔽(Faradayshield)来减小。法拉第屏蔽简单来说就是用铜箔或铝箔包绕在原方和副方绕组之间形成一个静电屏蔽层隔离区并接地，以减小交叉耦合电容。图5为变压器原边绕组和副边绕组。其中N1A，N1B是原边绕组，分两次绕；N2A，N2B是副边绕组；N3，N4分别是辅助绕组；SCREEN为铜箔屏蔽。安规上一般要求散热器接地，那么开关管漏极与散热器之间的寄生电容就为共模噪声提供了通路，可以在漏极和散热器之间加一铜箔或铝箔并接地以减小此寄生电容。采用磁屏蔽效果比较好的铁氧体磁芯如PQ型或者

14、P型来制作变压器可以很大程度上减小变压器漏磁从而减小原副方绕组漏感，有效抑制了EMI的传播。随着开关电源不断向高频化发展，其抗干扰问题显得越发重要。在开发和设计开关电源中，如何有效抑制开关电源的电磁干扰，同时提高开关电源本身对电磁干扰的抗干扰能力是一个重要课题。几种抗干扰措施既相互独立又相互联系，必须同时采用多种措施才能达到良好的抗干扰效果。开关电源电感器的选用上网时间：2010-05-28 中心议题： 开关电源电感器的选用 解决方案： 算出适用于电源整个运行条件的最小电感值 最低电感值能保持正常调节功能所需 开关电源一直以来都是电源业的主要产品。但是，随着全球对高能效产品需求的不断增加，传统

15、上采用更廉价但低能效的线性电源市场也将转向采用开关电源。在这一过渡时期，电源业为提高开关频率而不懈努力，以满足客户对功率更大、占用空间更小的电源的要求。这种发展趋势为开关电源开启了新的市场，并使部分设计工程师面临市场对开关电源设计的需求。本文将阐明为非隔离式开关电源（SMPS）选用电感器的基本要点。所举实例适合超薄型表面贴装设计的应用，像电压调节模块（VRM）和负载点（POL）型电源，但不包括基于更大底板的系统。图1典型的降压拓扑结构电源图1所示为一个降压拓扑结构电源的架构，该构架广泛应用于输出电压小于输入电压的系统。在典型的降压拓扑结构电路中，当开关（Q1）闭合时，电流开始通过这个开关流向输

16、出端，并以某一速率稳步增大，增加速率取决于电路电感。根据楞次定律，di=E*dt/L，流过电感器的电流所发生的变化量等于电压乘以时间变化量，再除以这个电感值。由于流过负载电阻RL的电流稳定增加，输出电压成正比增大。在达到预定的电压或电流限值时，控制集成电路将开关断开，从而使电感周围的磁场衰减，并使偏置二极管D1正向导通，从而继续向输出电路供给电流，直至开关再度接通。这一循环反复进行，而开关的次数由控制集成电路来确定，并将输出电压调控在要求的电压值上。图2所示为在若干个开关循环周期内，流过电感器和其它降压拓扑电路元件上的电压和电流波形。图2采用降压拓扑结构的开关电源的开关动作波形图电感值对于在开

17、关断开期间保持流向负载的电流很关键。所以必须算出保持降压变换器输出电流所必需的最小电感值，以确保在输出电压和输入电流处于最差条件下，仍能够为负载供应足够的电流。为确定最小的电感值，需要知道如下信息：输入电压范围输出电压及其规定范围工作频率（开关频率）电感器纹波电流运行模式；连续运行模式还是非连续运行模式表1典型的降压电源系统技术规格下列公式用于计算降压变换器所需的电感值：L1=Vo(1-Vo/(Vin-Von)/(f*dI)连续运行模式下：dI1/2I为了算出适用于电源整个运行条件的最小电感值，对参数值的选择必须能够保证在各项参数处于最不利组合的条件下，所选择的这一电感值仍能将纹波电流保持在特

18、定的数值范围内。而针对降压型电源，其最不利组合条件为：输入电压和频率均处于各自的最低数值时。此外，还要将输出电压也取为其最小规定值，以确定能够保持正常调节功能所需的最低电感值。设计者可以按照自己所习惯的方式，对这些数值进行控制，以达到最差条件成立的状态。按照表1中所列出的数据，最小电感值计算如下：L1(min)=Vo(min)(1-Vo(min)/(Vin(min)-Von)/(f(min)*dI)L1(min)=4.95V(1-4.95V/(20V-0.7V)/(693,000Hz*0.5A)L1(min)=10.6uh因此，在这一具体应用中，电感器的电感值至少为10.6h，而其电流额定值也

19、要在最低的20安培的工作电流之上，并保持足够的安全系数。而如果选择一个电感值低于此最小值的电感器，就将导致降压变换器可能无法在最大电流下将其输出电压保持在规定范围内。将电感值确定以后，实际电感器的设计必须符合相关电气标准、系统尺寸和安装方式等限制。许多磁性元件供应商均提供各种型号的标准产品，可满足绝大多数的设计标准要求。但是，在设计中采用现货供应的标准产品，有可能导致电感器的性能和尺寸方面有所不足，并可能最终对产品的销售造成不利影响。而幸运的是，包括泰科电子CoEv磁性组件部在内的一些供应商，能够提供必要的定制工程设计支持，以满足将特定电感值、电气性能和外形限制要求结合在一款完全成熟的产品上，

20、促进设计的最优化。充分利用了业界的专业技术，从而最大程度地缩短了设计和测试的时间，加速产品的上市。高精度实时时钟的供电考虑上网时间：2010-05-28 中心议题： DS3231/DS3232在实时时钟设计上的优势 解决方案： 可降低系统电流损耗 加入了温度控制寄存器，提高了精度 随着DS3231超高精度、IC*兼容的集成RTC/TCXO/晶振的推出,DallasSemiconductor再次刷新了单芯片实时时钟精度的纪录。DS3231在整个工业温度范围内(-40C至+85C)提供3.5ppm的精度。器件每隔64秒(64s)测量一次温度，通过调节晶体的负载电容，使其在指定温度达到0ppm的精度

21、，最终达到提高时钟精度的目的。电流损耗周期性地测量温度使得器件在短时间内(最差情况下为200ms)的电流损耗增大。图1给出了DS3231在最差情况下的电流损耗，计算中假设电池电压为3.63V，IC兼容接口不工作。图1.DS3231在最差情况下的电流损耗最大平均电流由下式决定：DS3231数据资料提供的最大平均电流是3.0A，这一结果表明，由于温度检测使得器件的总电流损耗提高了250%！这一电流增量对于要求延长备用电源(如：锂电池或超级电容)工作时间的应用很难接受。降低电流损耗DS3232/DS3234在用户可编程寄存器中提供了一个域，允许用户延长温度更新的时间，从而降低平均电流损耗。两款器件在

22、控制/状态寄存器中提供C_Rate位，用来设置四种不同的温度更新周期。寄存器定义如表1所示。表2列出了DS3232/DS3234温度更新周期与最差情况下电流损耗的对应值。计算中假设电池电压为3.63V，IC兼容接口不工作。C_Rate位上电时默认为0,对应于64s的温度更新周期。通过设置,可以将备用电池的使用寿命延长65%。精度在温度变化较快的环境下，延长温度更新周期会降低时钟精度，但对温度保持稳定或温度变换缓慢的工作环境，对时钟精度的影响很小。温度控制DS3234加入了温度控制寄存器，当器件由备用电源供电时可以禁止温度更新。寄存器中的BB_TD位控制温度测量禁止。该位上电时的默认值为0，温度

23、更新功能有效。寄存器定义如表3所示。该位使能后会降低备用电源的电流损耗，但是，由于没有温度更新，将会降低时钟精度。DallasSemiconductor推出的DS3231/DS3232/DS3234集成RTC/TCXO/晶体通过设置温度更新周期，能够在保持较高时钟精度的同时大大降低电流损耗。开关电源冷却方式对性能和使用寿命的影响上网时间：2010-06-08 中心议题： 温度对开关电源性能和寿命的影响 冷却方式对电源工作温度的影响 电源散热的主要方法及优缺点 解决方案： 自然冷却 风扇冷却 风扇和自然冷却相结合 通信开关电源是通信的基础设施，一旦出现故障就会导致非常严重的后果。我们在实践工作中

24、的统计结果证实，造成数据丢失、硬件故障和停机的主要原因是通信开关电源系统的失效。而电源机房工作环境温度的变化对开关电源的工作稳定性能和使用寿命及其相关，因此，电源选择合适的冷却方式,可以保证通信电源的可靠使用。一、温度对通信开关电源性能和寿命的影响通信开关电源的主要部件是高频开关整流器，它是伴随功率电子学理论和技术及功率电子器件的发展而逐渐发展成熟的。采用软开关技术的整流器，功耗变得更小，温度更低，体积和重量都有大幅度下降，整体质量和可靠性不断提高。但是每当环境温度升高10时，主要功率元件的寿命减少50。出现这样寿命迅速下降的原因都是由于温度的变化。由各种微观和宏观机械应力集中所导致的疲劳失效

25、,铁磁性材料及其他零部件运行时在交变应力持续作用下,将萌生多种类型的微观内部缺陷。因此保证设备的有效散热，是保证设备可靠性和寿命的必要条件。1、工作温度与功率电子组件的可靠性和寿命的关系电源是一种电能转换设备，在转换过程中本身需要消耗掉一些电能，而这些电能则被转化为热量释出。电子元件工作的稳定性与老化速度是和环境温度息息相关的。功率电子组件是由多种半导体材料组成的。由于功率元件工作时的损耗是由其自身发热来散失，所以膨胀系数不同的多种材料相互联系的热循环会引起非常显著的应力，甚至有可能导致瞬间断裂，使元件失效。若功率元件长期工作在异常的温度条件下，会引发将导致断裂的疲劳。由于半导体存在热疲劳寿命

26、，这就要求其应该工作在相对稳定和低的温度范围内。同时快速的冷热变化会暂时的产生半导体温度差，从而会产生热应力与热冲击。使元件承受热机械应力，当温差过大时，导致元件的不同材料部分产生应力裂纹。使元件过早失效。这也就要求功率元件应工作在相对稳定的工作温度范围内，减少温度的急剧变化，以消除热应力冲击的影响，保证元件长期可靠的工作。2、工作温度对变压器的绝缘能力影响变压器的初级绕组通电后，线圈所产生的磁通在铁心流动，由于铁心本身是导体，在垂直于磁力线的平面上会产生感应电势，在铁心的断面上形成闭合回路并产生电流，称为“涡流”。这个“涡流”使变压器的损耗增加，并使变压器的铁心发热变压器的温升增加。由“涡流

27、”所产生的损耗称为“铁损”。另外要绕制变压器使用的铜线，这些铜导线存在着电阻，电流流过时这电阻会消耗一定的功率，这部分损耗变成热量而消耗，称这种损耗为“铜损”。所以铁损和铜损是变压器工作产生温升的主要原因。由于变压器工作温度升，必然造成线圈老化，当其绝缘性能下降后，导致抗市电的冲击能力减弱。这时若有雷击或市电浪涌出现时，在变压器的初级出现的高反压会将变压器击穿，使电源失效，同时还有高压串入通信主设备，组成主设备损坏的危险。二、冷却方式对电源工作温度的影响电源的散热一般采用直接传导和对流传导二种方式，直接热传导是热能沿物体从温度高的一端向温度低的一端传递，其热传导的能力稳定。对流传导是液体或气体

28、通过回转运动，使温度趋于均匀的过程。由于对流传导牵扯到动力过程，降温比较顺速。将发元件安装在金属散热器上，通过挤压热表面，实现高低不等能量体传递能量，能够依靠大面积的散热片辐射出去的能量并不多。这种热传导方式称为自然冷却，它对热量散失延迟时间较长。换热量QKAt（K换热系数，A换热面积,t温度差），若室内环境温度偏高，t的绝对值就小，这时这种传热方式的散热性能就会大大下降。在电源中增加风扇将能量转换中堆积的热量迅速排出电源之外。风扇对散热片的持续送风，则可以被视为对流传递能量。称为风扇冷却，这种散热方式的延迟时间短长。散热量QKmt（K换热系数，m换热空气质量,t温度差）,一旦风扇发生转速降低

29、、停转，m值将迅速降低，电源中堆积的热量将会很难散失，这就会大大增加电源内电容、变压器等电子元件的老化速度并影响其输出质量的稳定性，最终导致元器件烧毁、设备失效。三、通信电源散热的主要方法及优缺点通信开关电源冷去技术的设计首先要是满足行业各项技术性能要求。为更加适应通信机房的特殊环境使用环境，要求其冷却方式对环境温度变化适应性强。目前整流器常用的冷却方式有自然冷却、纯风扇冷却、自然冷却和风扇冷却相结合三种。自然冷却具有无机械故障，可靠性高；无空气流动，灰尘少，有利于散热；无噪音等特点。纯风扇冷却具有设备重量轻，成本低。风扇和自然冷却相结合的技术具有有效减小设备体积和重量，风扇的使用寿命高，风扇

30、故障自适应能力强等特点。1、自然冷却自然冷却方式是开关电源早期的传统冷却方式，这种方式主要是依靠大的金属散热器来进行直接的热传导式散热。换热量QKAt（K换热系数，A换热面积,t温度差）。当整流器输出功率增大时，其功率元件的温度会上升，t温度差也增加，所以当整流器A换热面积足够时，其散热是没有时间滞后，功率元件的温差小，其热应力与热冲击小。但这种方式的主要缺点就是散热片体积和重量大。变压器的绕制为尽可能降低温升，防止温度的上升影响其工作性能，所以其材料选择的裕量较大，变压器的体积和重量也大。整流器的材料成本高，维护更换不方便。由于其对环境的洁净度要求不高，目前对于小容量通信电源，在些小型专业通

31、信网还有部分应用，如电力、石油、广电、军队、水利、国安、公安等。2、风扇冷却随着风扇制造技术的发展，风扇的工作稳定性和使用寿命有较大的进步，其平均无故障时间是5万小时。采用风扇散热后可以减去笨重的散热器，使得整流器的体积和重量大大改善，原材料成本也大大降低。随市场竞争的加剧，市场价格的下滑，这种技术已成为当前的主要潮流。这种方式的主要缺点是风扇的平均无故障时间较整流器10万小时时间短，若风扇故障后对电源的故障率影响大。所以为保证风扇的使用寿命，风扇的转速是随设备内的温度变化而变化的。其散热量QKmt（K换热系数，m换热空气质量,t温度差）。m换热空气质量是和风扇的转速相关，当整流器输出功率增大时，其功率元件的温度会上升，而功率元件温度的变化到整流器能将这种变化检测到，再到增加风扇的转速以加强散热，在时间上是有很大滞后的。如果负载经常突变，或者市电输入波动大，就会造成功率元件出现快速的冷热变化，这种突变的半导体温度差产生的热应力与热冲击，会导致元件的不同材料部分产生应力裂纹。使之过早失效。3、风扇和自然冷却相结合由于环境温度的变化和负载的变化，电源工作时的耗散热能，采用风扇和自然冷却方式相结合可以更快的将热能散发出去。这种方式在增加风扇散热的同时，可以减少散热器面积，使得功率元件工作在相对稳定的温度场条件下，使用寿命不会因为外部条件变换受影响。这样不仅克服纯风