第四章 系统中非线性效应的影响与补偿(1).doc

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1、【精品文档】如有侵权，请联系网站删除，仅供学习与交流第四章 系统中非线性效应的影响与补偿(1).精品文档.第四章 系统中非线性效应的影响与抑制在第三章中研究了在高速光纤通信系统接收端结合使用电信道均衡与相位估计技术对系统性能的提高，其中考虑的能够影响系统性能的因素有色度色散，偏振模色散以及相位噪声，但是并未考虑光纤的非线性效应。然而在本论文中讨论的高速相干光纤通信系统中，相干检测和数字信号处理技术的结合使用能够补偿大部分线性传输损伤，包括色散和偏振模色散Nonlinear tolerance of Polarization-Multiplexed QPSK transmission over

2、mixed fiber links等。这使得光纤的非线性效应成为了限制相干系统的传输性能的一个主要因素，随着光纤线路传输容量的增加，传输距离的增长，光纤的非线性已经成为了一个不得不研究的因素。本章就将讨论非线性效应对高速相干通信系统性能的具体影响以及对非线性效应的补偿措施。对于本论文讨论的单信道100Gb/s PDM-DQPSK相干光通信系统，SPM、IXPM和IFWM这三种带内非线性是影响系统性能的主要非线性因素，等式4-1可以用来描述这三种非线性： (4-1)式中，是非线性薛定谔方程的解，描述了这三种非线性效应的影响，是光纤损耗，分别是群速度色散和三级色散，是非线性系数，和 则是两个相邻的

3、输入脉冲的线性解。在式4-1的右边，和则分别表示了SPM，IXPM和IFWM三种带内非线性效应。光脉冲在光纤中传输时，脉冲波形会由于SPM的影响而发生变化；IXPM会导致载波的相位发生非线性旋转，但其不会导致脉冲功率的变化，即IXPM对光脉冲的振幅没有影响；IFWM能够实现脉冲之间能量的转移，当相邻脉冲重叠较少时，IFWM引起的脉冲能量抖动也非常少，当重叠增多时，脉冲能量的抖动随之增加并逐渐趋近于极限值，随着重叠的进一步增多， IFWM导致的平均频移和能量抖动则开始呈下降趋势。这一性质对通过增加相对脉宽来抑制非线性相互作用引起的系统性能的下降是极为有利的。4.1 非线性效应对电信道均衡模块的影

4、响对于在接收端仅使用电信道均衡器的系统，带内非线性效应的加入会影响均衡模块的均衡性能，本节就将通过仿真具体研究其对均衡模块的影响。4.1.1不同调制波形对非线性效应的影响在系统发射端对传输信号进行调制时，因为调制信号的不同，对非线性效应会产生一定的影响，本小节就将具体研究当使用NRZ或RZ作为调制信号时，非线性效应对于在接收端只使用电信道均衡的系统性能的不同影响。图4-1为使用NRZ波形作为调制波形时，加入非线性效应前后系统误码率曲线的比较。仿真中其他的参数设置如下：采用100Gb/s的PMD-DQPSK信号，传输距离为1000km，分为10个跨段，每个跨段为100km SMF，每个跨段以0.

5、9的在线色散补偿率(ICR: Inline Compensation Ratio)对色散进行周期性的补偿，损耗，二阶色散效应，非线性系数，脉冲平均功率为0.5mW，未加入PMD和偏振随机性，此时设置的均衡器迭代步长为0.001。由于ICR=0.9，因此接收端残余色散与第3.3.1中讨论的传输距离为100km时的色散相同，因此此时均衡器长度与当时使用的最佳均衡器长度相同，即为21。其中虚线表示加入非线性之前，实线表示加入非线性之后。非线性效应的大小与脉冲波形峰值功率密切相关，当峰值功率增大时，非线性效应也会随之增大。但是由于在光信噪比的计算中所用的光功率为脉冲的平均功率，又因为脉冲的平均功率与峰

6、值功率存在正对应的关系，即平均功率随峰值功率的增大而增大，因此在图4-1中将脉冲波形的平均功率作为比较的参考。图4-1 NRZ波形作为调制波形，加入非线性效应前后系统的误码率曲线比较从图4-1可以看到，当平均功率为0.025mW (脉冲波形峰值功率为0.1mW)时的非线性效应非常小，因此加入前后系统的误码率曲线几乎重合；平均功率增大到0.25mW (脉冲波形峰值功率为1mW)时，在误码率为的要求下，加入非线性效应后所需要的光信噪比较加入之前增加了0.5dB；当平均功率为0.5mW (脉冲波形峰值功率为0.2mW)时，非线性效应就非常显著了，若要达到的误码率要求，加入非线性效应前后所需要的光信噪

7、比相差了近4dB；当平均功率达到0.75mW(脉冲波形峰值功率为0.3mW)时，误码率一直处于一个较高的水平，并且即使光信噪比继续增大误码率也不能够降下来，这说明此时的非线性效应已经使系统性能严重劣化。当使用RZ波形调制时，由于占空比减小导致平均发射功率降低，因此具有较好的非线性容忍度，同时RZ波形调制带宽较宽，与NRZ波形相比脉冲展宽更快，这使得RZ波形在传输过程中峰值功率下降更快，故而会导致非线性效应的减弱，但因为RZ波形频谱宽度更宽，其色散容忍度比NRZ波形差。基于以上分析，使用RZ波形调制比NRZ波形的非线性容忍度更高，但是由于RZ波形和非线性效应的共同作用，此时所需要的均衡器最佳长度

8、较之第3.3.1节会有变化，这个问题将在第4.1.2节讨论。图4-2为使用RZ波形作为调制波形时，加入非线性效应前后系统误码率曲线的比较，仿真的其他参数与图4-1中均相同。其中虚线表示加入非线性之前，实线表示加入非线性之后。图4-2 RZ波形作为调制波形，加入非线性效应前后系统的误码率曲线比较从图4-2看到，当平均功率为0.025mW时，在误码率为的要求下，加入非线性后比加入非线性前所需的光信噪比增加了0.4dB，平均功率为0.25mW时，增加了1dB，这似乎比使用NRZ波形作为调制波形时更差，但是当平均功率增大到0.5mW时，可以看到，加入前后所需光信噪比相差为3dB，这比使用NRZ波形时所

9、需要的光信噪比减小1dB。而且可以看出，相较于图4-1中同样平均功率的误码率曲线，图4-2中的曲线有更明显的下降趋势，因此，综合来说，当要考虑系统中的非线性效应时，选择RZ波形作为调制波形比选择NRZ波形更加合适，这个结果也与理论分析相符合。对于平均功率为0.75mW的误码率曲线，虽然在图4-2中依然是处于较高的水平，但是相较于图4-1，也可以看出有更明显的下降趋势，对于这样的情况，需要改变系统中的其他关键参数来改变系统性能，这将在下文中进行讨论。4.1.2 PMD对非线性效应的影响在第4.1.1节中，我们讨论了分别使用NRZ波形和RZ波形对传输信号进行调制时，相同的非线性效应对系统性能不同的

10、影响。在参数的设置中，忽略了PMD的影响，但是在实际的高速相干光通信系统中，PMD所引起的脉冲展宽越来越严重，因此在对通信系统的讨论中，PMD是一个不可忽略的因素。在本小节中就将讨论当系统中引入PMD时，分别使用NRZ和RZ作为调制波形时系统性能的差别。图4-3即为使用NRZ作为调制波形的情况，除了在系统中引入PMD，其它参数与图4-1中所设值相同。正如第3.2.3节中介绍，PMD是一个随机效应，若要精确地对其进行讨论，需要进行大量复杂的仿真运算，因此在这里我们在最差的情况下进行讨论，即PMD的值设定为一个符号周期。图4-3 NRZ波形作为调制波形，加入非线性效应前后系统的误码率曲线从图4-3

11、中看出，当平均功率为0.025mW时，加入非线性前后系统的性能并没有什么区别，当平均功率为0.25mW时，加入非线性前后性能相差0.6dB，当平均功率增大到0.5mW时，加入非线性前后性能相差8dB，在平均功率为0.75mW时，误码率曲线一直处于一个较高的水平并且没有明显的下降趋势。以上所分析的整体趋势与图4-1中没有加入PMD时的趋势是相同的，但是其中有一些细节的不同让我们看到了PMD对非线性效应的影响。对比图4-1，在平均功率比较低(0.025mW和0.25mW)时，非线性效应的影响并不明显，此时系统中的噪声主要还是色散和PMD，而电均衡器对于这两种噪声能够较好地均衡，所以两幅图中相对应的

12、误码率曲线几乎没有区别。当平均功率增大到0.5mW时，非线性效应已经能够明显地表现出来，此时可以看到加入PMD之后相对于加入之前，如要满足误码率为的要求，前者需要比后者多4dB的光信噪比，这说明PMD会加剧非线性效应。这是因为带内非线性SPM、IXPM和IFWM都会随着色散的变化而变化，由于在线色散补偿只是补偿了90%的色散，因此引入PMD后，色散对脉冲的展宽效应会更加严重，对于SPM而言，虽然脉冲的展宽会将其效应减弱，但是会增强IXPM和IFWM的效应，从整体来说，PMD的引入最终会让非线性效应增强。图4-4 RZ波形作为调制波形，加入非线性前后系统的误码率曲线比较图4-4中除了引入PMD，

13、其他参数也均与图4-1相同。从图中可以看出，当脉冲平均功率较大(0.5mW)时,相较于加入非线性之前需要增加5dB的光信噪比才能达到误码率的要求。与图4-2比较则可以看出，加入PMD后，会使系统有将近2dB的性能损失。这与对图4-3的分析结果是一致的，即引入PMD后会使非线性效应更加严重从而使系统性能劣化。在第4.1.1节中，我们得出了使用RZ波形作为调制波形能够比使用NRZ波形时获得1dB左右的性能增益的结论。现在比较图4-3和图4-4，在引入PMD使得非线性效应更加严重的情况下，使用RZ波形的优势也更加明显：对于平均功率为0.5mW的情况，使用RZ波形能够比使用NRZ波形获得3dB的性能增

14、益。图4-5 时域错开的RZ波形作为调制波形，加入非线性前后系统的误码率曲线比较图4-5与图4-4不同之处在于，图4-5中在x和y偏振方向上使用的RZ调制波形并不是同步的，而是相互间错开了Ts/2，其中Ts为符号周期，如图4-6所示：图4-6 x、y方向调制波形相互错开图4-6中使用占空比为50%的RZ方波波形来示意，在仿真中使用的则是占空比为75%的RZ余弦波形。将x、y方向上的波形相互错开Ts/2的目的是让波形的波峰相互错开，那么通过偏振复用器将两个方向上的波形合并在一起在光纤中传输时能够减小脉冲的峰值功率，进而对非线性效应进行一定程度的抑制。从图4-4与图4-5的比较结果来看，这样做是能

15、够达到目的的：对于脉冲平均功率为0.5mW的情况，要达到误码率的要求，在图4-4中需要17dB的光信噪比，在图4-5中则需要16dB，即有了1dB的性能增益。由上面的讨论可以得出结论：在使用偏振复用的高速相干光纤通信系统中，利用两偏振方向相互错开的RZ波形作为信号的调制波形相较于使用NRZ波形更能够对非线性效应进行抑制。在接下来的研究中，都是用两个偏振方向相互错开Ts/2的RZ波形作为调制波形。4.1.3 非线性效应对均衡器长度的影响由于Gordon-Mollenauer效应，SPM、IXPM和IFWM这三种带内非线性效应对PSK系统的影响表现为相位噪声的影响，SPM和IXPM会将系统中由ED

16、FA引入的ASE噪声转化为相位噪声，IFWM则会导致幅度波动和相位噪声，但是除了非线性相位噪声的影响，带内非线性效应还会由于其产生的非线性相移而导致频率啁啾并在色散的作用下使脉冲波形产生畸变。同时由于作为调制波形的RZ波形对色散的容忍度相对于NRZ波形较低，所以电信道均衡器的最佳长度会比第3.3.1节中所使用的更大。对于光纤通信系统中存在的非线性效应，已有研究指出，每个跨段内适当大小的色散剩余可以抵消带内非线性效应，提高系统性能41,因此接收端就需要使用电信道均衡器来均衡终端残余色散。本文中即采用在线色散补偿与终端色散补偿相结合的方式对非线性效应进行抑制。4.1.3.1 加入非线性效应前后对均

17、衡器最佳长度的不同选择SPM导致的频率啁啾与信号功率的导数成正比关系，当脉冲在色散的作用下展宽时，脉冲的峰值功率减小，这有利于SPM的减小，但是通过在线对色散的补偿会影响SPM的严重程度，当在线补偿系数较大时，信号功率得到周期性的补偿，脉冲波形得到较好的恢复，此时的脉冲具有较高的光功率和较窄的脉冲宽度，因此SPM作用变得明显，这种作用随着距离的增长会不断累积，受到ISI效应影响的码元增多，需要增加均衡器长度以能够覆盖更多的码元。当色散在线补偿系数比较小时，脉冲的展宽会随着色散的累积而严重，此时SPM的作用可能并不会表现得很明显，但是IXPM和IFWM的作用将会变得明显，因此所需要的均衡器长度也

18、会增加。图4-7通过仿真研究了加入非线性效应之后，当 ICR为0.9时均衡器所需要的最佳长度。仿真中其它参数设置为：采用100Gb/s的PMD-DQPSK信号，调制波形使用RZ波形，传输距离为1000km，分为10个跨段，每个跨段为100km SMF，损耗，二阶色散效应，非线性系数，脉冲平均功率为0.5mW，加入PMD和偏振随机性，PMD选取最差的情况，为一个符号周期，偏振随机性为间的任意值，此时设置的均衡器迭代步长为0.001。对色散进行在线补偿使用DCF，忽略DCF引入的功率代价，此时还忽略光源线宽，即激光器相位噪声的影响，着重关注光纤中的非线性影响。图4-7为每段距离的ICR为0.9时，

19、不同均衡器长度下的系统误码率曲线。此时的色散在线补偿系数比较高，脉冲波形的形状在对色散斜率进行补偿后会得到较好的恢复并具有较高的光功率，因此SPM会表现得很明显，在这种情况下所需要的均衡器最佳长度与引入非线性效应之前相比会有所增加。图4-7 ICR为0.9时所需均衡器最佳长度仿真中，每段光纤的ICR为0.9，即经过1000km的传输距离之后，系统的残余色散与加入非线性前信号传输100km的色散是相同的，第3.3.1节的图3-3表明当传输距离为100km时所需要的最佳均衡器长度为21，而从图4-7中可以看出，加入非线性之后，在误码率为的要求下，当均衡器长度为21时所需要的光信噪比为16.4dB，

20、均衡器长度为27和31时所需要的光信噪比几乎相同，为15dB，由此可以看出，此时均衡器增加了6个抽头，最佳长度变为27。同时还可以看到，若将均衡器长度减少到17，所需要的光信噪比为17.9dB，即此时系统性能下降了，这与理论分析相吻合，引入非线性效应后，脉冲波形会由于色散效应和非线性效应的影响而展宽更加严重，故需要增加均衡器长度以能够在进行均衡运算时覆盖所有受到ISI影响的码元。4.1.3.2 ICR不同时均衡器长度的选择在上一小节仅仅考虑了当ICR为0.9的情况，因为非线性效应与色散的分布也是密切相关的，对于不同的光域色散补偿系数，非线性效应的强弱也会不同，对于在接收端仅使用电信道均衡器的系

21、统，加入非线性效应后，ICR不同时电信道均衡器所需要的最佳长度也不相同。这将是本小节研究的主要内容。图4-8是当ICR为0.8时均衡器所需要的最佳长度，其它参数设置与图4-7相同。图4-8 ICR为0.8时所需均衡器最佳长度当ICR为0.8时，系统终端的残余色散与加入非线性之前传输距离为200km时相同。由图3-3可知，未考虑非线性效应的影响时均衡器所需要的最佳长度为41。但从图4-8中看到，最佳的均衡器长度是57，相较于均衡器长度为41时，均衡器增加了16个抽头。这与对图4-7分析得出的结论是一致的。图4-9 ICR为0.95时所需均衡器最佳长度对于如图4-9所示ICR为0.95的情况，系统

22、终端的残余色散并不多，与传输距离为50km时相当，所需要的最佳均衡器长度为15，此时要满足误码率为的要求所需要的光信噪比为14.1dB。上述两种情况均是ICR相对较高的情况，下面将研究当ICR较低时对均衡器最佳长度选择的影响。图4-10即为当ICR为0.5时所需要的最佳均衡器长度，仿真其他参数与图4-7相同，此时系统终端残余色散与引入非线性效应之前传输距离为500km时的色散相同。图4-10 ICR为0.5时所需均衡器最佳长度在第3.3.1节中得出了当传输距离为500km时电信道均衡器所需要的最佳长度为111的结论，而从图4-10中可以看出，此时的最佳长度为141，相较于引入非线性之前增加了3

23、0个抽头，此时满足误码率要求所需的光信噪比为13dB。当ICR较高时，均衡器所需要的最佳长度依然长于引入非线性效应之前，这与前面的分析是一致的。综合分析以上四图，可以得出如下结论：当考虑非线性效应对系统的损伤时，使用RZ波形取代NRZ波形进行调制可以在一定程度上减弱非线性效应的影响，但是由于RZ波形的使用以及非线性效应对脉冲波形的加速展宽，在接收端使用电信道均衡器来均衡残余色散时需要更多的抽头系数。比较图4-7，图4-8，图4-9和图4-10，可以得出当ICR不同时，最佳均衡器长度以及满足时需要的光信噪比的不同，如表4-1所示。表4-1 不同ICR下，均衡器最佳长度和光信噪比的比较ICR0.5

24、0.80.90.95最佳均衡器长度141572715光信噪比(dB)1314.11514.1从表4-1中看出，当ICR较低时，满足误码率要求所需要的光信噪比最低，但是其需要的均衡器长度也最大，随着ICR的增大，均衡器最佳长度依次减小。比较ICR=0.9和ICR=0.8的情况，前者在采用最佳均衡器长度的情况下，要达到误码率为的要求所需要的光信噪比为15dB，后者需要光信噪比为14.1dB，这似乎可以看出，当光域色散补偿系数更低时对非线性效应的抑制效果更明显。但是比较ICR=0.9和ICR=0.95的情况却又能得出补偿系数更高时对非线性效应的抑制效果更明显的结论。这样的矛盾实际上来自于三种带内非线

25、性效应不同的作用原理：对于SPM，当在线色散补偿系数更高时，脉冲在周期性的恢复中能够更好地恢复成原来的形状，这样就使得脉冲峰值功率一直保持在较高的水平，这将使SPM效应更加严重；对于IXPM和IFWM，当色散补偿系数较低时，脉冲在传输过程中的展宽依然会很严重，SPM效应能够有所缓解，但IXPM和IFWM却会由于脉冲交叠程度高而更加严重。由于这三种非线性效应之间的关系错综复杂，因此并不能简单地对其进行比较。同时可以看出 ，随着ICR的减小，所需均衡器的最佳长度增加非常迅速，如当ICR=0.5时就需要141个抽头，这就提高了系统硬件实施的难度，因此如何选择ICR，需要综合考虑各方面的要求，进行适当

26、的取舍。对于本节中讨论的脉冲平均功率为0.5mW的情况，在只使用电信道均衡器的系统中，若综合考虑均衡器长度和光信噪比，将ICR的值设置为0.95时系统的性能最佳；若只考虑光信噪比的降低，则较低的ICR值更有利。但是若将平均功率继续增大，非线性效应的影响更加显著时，这样的结论也许就不再正确，这将在本章之后的内容中研究。4.1.4 非线性效应对均衡器最佳迭代步长的影响在本论文讨论的单信道100G PMD-DQPSK相干光通信系统中，SPM、IXPM和IFWM这三种带内非线性会对系统性能产生严重的恶劣影响。在PSK系统中，SPM和IXPM会将由EDFA引入的ASE噪声转化为相位噪声，IFWM效应则会

27、导致传输脉冲幅度的波动和相位噪声。因此，在本文所讨论的单信道系统中，系统的性能不仅受到激光器相位噪声的影响，还会受到由于非线性效应所引起的非线性相位噪声的影响。在第3.3.2.1节中曾讨论了在只使用电信道均衡的系统中，若系统中的激光器相位噪声增加，那么均衡器的迭代步长也会随之增加以能够追踪传输信号相位的变化，在本节中，为了讨论非线性效应对均衡器的影响，将暂不考虑激光器相位噪声，而只考虑由非线性效应引起的相位噪声对均衡器最佳迭代步长的选择的影响。图4-11为光脉冲平均功率为0.5mW，ICR分别为0.95，0.9，0.8，0.5时，均衡器所需要的最佳迭代步长。仿真的其它参数与图4-7中相同。(a

28、)(b)图4-11 ICR不同，均衡器的最佳迭代步长在图4-11中，对于每个不同的ICR，所用的均衡器长度均为第4.1.3节中所讨论的最佳长度，即ICR=0.95时均衡器长度为15，ICR=0.9时均衡器长度为27，ICR=0.8时均衡器长度为57，ICR=0.5时均衡器长度141。从图中可以看出，在每个ICR下均衡器的最佳迭代步长仍为0.001，这与未加入非线性之前均衡器的最佳迭代步长相同。图4-11(a)中，在迭代步长为0.0005和0.005的情况下，满足误码率为的要求所需要的光信噪比与迭代步长为0.001时是非常接近的，对于迭代步长为0.01的情况，相较于0.001时所需光信噪比增加了

29、1dB左右，这说明0.01的迭代步长已经过长而使得均衡器抽头系数权值不稳定。在图4-11(b)中，ICR=0.8时系统性能的变化趋势与图4-11(a)中相同，但当ICR=0.5时，迭代步长为0.005时就已经过大了，这与对之前几个ICR的分析结果有一点不同，但整体趋势是相同的。这里均衡器的最佳迭代步长并没有因为非线性的引入而有不同，是因为非线性效应所产生的相位噪声与激光器的相位噪声是不同的，激光器的相位噪声是线性的，而非线性效应的相位噪声则是非线性的，本文使用的基于LMS自适应均衡器也是线性均衡器，因而对于非线性相位噪声并不能简单地依靠增大均衡器迭代步长来优化系统性能。4.2 非线性效应对相位

30、估计模块的影响在第4.1节中研究了非线性效应对均衡器最佳长度的选择和最佳迭代步长的选择的影响。在本论文研究的100G PDM-DQPSK相干光通信系统中，由发送端和接收端所使用的激光器所引入的相位噪声是影响系统性能的一个重要因素，因此需要使用相位估计模块对相位噪声所引起的载波相位旋转进行估计和补偿，本论文中使用的是最大似然相位估计算法，能够较好地对激光器相位噪声所引起的载波相位的旋转进行估计和补偿。在PSK系统中，由于ASE和色散等因素的存在，对单信道系统性能影响突出的三种带内非线性效应SPM、IXPM和IFWM，也会产生相位噪声。第3.4节曾研究了单独使用最大似然相位估计器的条件，即所有色散

31、和PMD均需要在光域完全补偿，在这种情况下，SPM对系统的影响会随着传输距离的增加累积，IXPM和IFWM的影响则会相对小许多。在第三章对电信道均衡器长度的研究中发现，SPM不仅会产生非线性相位噪声，还会使脉冲波形畸变，所以当通信系统中单独使用相位估计器时，非线性效应的加入会对相位估计模块产生一定的影响，本节的主要内容就是通过仿真进行具体的研究。4.2.1 相位噪声不同时非线性效应的影响为了研究非线性效应对相位估计模块的影响，在本节的通信系统中只使用相位估计器，第3.4节曾研究了单独使用最大似然相位估计器的条件，即所有色散和PMD均需要在光域完全补偿。图4-12就是在满足此条件的前提下，比较了

32、当激光器线宽不同时，引入非线性前后误码率曲线的不同，其中，虚线表示加入非线性前，实线表示非线性之后。在这里调制波形依然使用的是RZ波形，但是为了满足单独使用相位估计器的条件，x、y偏振方向的波形没有在时域上错开。仿真中其它参数设置为：采用100Gb/s的PMD-DQPSK信号，传输距离为1000km，分为10个跨段，每个跨段为100km SMF，损耗，二阶色散效应，脉冲平均功率为0.25mW，非线性系数，色散100%在线补偿，未加入PMD和偏振随机性。图4-12 激光器线宽不同时，加入非线性前后系统的误码率曲线从上面的仿真来看，在平均功率为2.5mW时，对于不同的激光器线宽，加入非线性效应前后

33、系统性能的区别非常小。这可以从两方面解释：激光器相位噪声和非线性效应导致的相位噪声都是非线性的，相位估计器可以很好地对其进行估计和补偿；另一方面，此时的平均功率不是很大，因而由非线性效应导致的脉冲 畸变并不严重，不影响系统接收端对接收信号的正确判决，因此系统性能在引入非线性前后几乎是相同的。4.2.2 平均功率不同时非线性效应的影响从上一节的研究中我们得出了当脉冲平均功率为0.25mW时，非线性效应的引入对相位估计模块的性能几乎没有影响的结论。由于系统中所使用的最大似然相位估计器能够很好地对激光器相位噪声进行估计，因此在本节将研究当激光器相位噪声固定时，不同的脉冲平均功率下非线性效应对只使用相

34、位估计器的系统性能的影响，即如图4-13所示。图中虚线表示引入非线性效应之前，实线表示引入之后。图4-13 激光器线宽为100k，不同平均功率下的误码率曲线正如上一节所得出的结论，当平均功率较小(0.025mW和0.25mW)时，非线性的引入与否几乎没有影响。在平均功率为0.5mW和0.75mW时，非线性效应引入前后，误码率为所对应的光信噪比分别相差1.2dB和2.2dB。这说明当平均功率增大到0.5mW之后脉冲的畸变就已经开始能够影响相位估计模块的性能了，但这种影响相较于第3.4.2节所讨论的PMD对相位估计器的影响是非常小的，与图3-5对比可知，平均功率为0.5mW时脉冲波形的变化比传输距

35、离为5km所累积的色散效应还要小一些，而平均功率为0.75mW时则传输距离5km后累计的色散效应相当。因此，单独使用相位估计模块对非线性相位噪声的补偿作用并不明显，但若要更有效地抑制非线性效应，还是需要将电信道均衡与相位估计结合使用，同时还需要对色散进行一定的在线补偿。4.3 系统中非线性效应的抑制在本章前两节中，分别研究了非线性效应的引入对电信道均衡模块和相位估计模块的影响，并尝试了一些抑制非线性效应的方法，但是这些方法均是在只使用均衡器或者只使用相位估计器的系统中进行的，存在着不可避免的局限性，即：当只使用均衡器时，不能对非线性相位噪声进行估计；当只使用相位估计器时，不能对脉冲的畸变进行均

36、衡。本节就将在电信道均衡与相位估计相结合的系统中研究抑制非线性效应的方法，图4-14即为考虑非线性效应之后的系统模型。4.3.1 引入非线性效应之后的系统模型图4-14 加入非线性之后的系统仿真模型图4-14所示的加入非线性之后的系统仿真模型与第三章所介绍的系统模型基本相同，唯一的区别在于图4-14中加入了DCF来实现色散的在线补偿。光纤传输距离为1000km，有10个跨段，每个跨段通过使用DCF来对色散周期性的在线补偿。由于使系统性能最优化的补偿率将在本节接下来的内容中研究，因此在仿真模型中用m来表示DCF的长度。模型其它地方与图3-1完全相同，这里不再赘述。4.3.2 引入非线性效应前后系

37、统性能的比较为了研究在电信道均衡与相位估计结合使用的高速相干通信系统中，非线性效应对系统性能带来的损伤，以及如何调整各个参数以达到对非线性效应的抑制效果，本节首先通过仿真来具体观察引入非线性效应前后系统性能的差别。基于这个目的，在如图4-15所示的不同平均功率下的非线性效应对系统性能损伤的仿真中，选择了在第4.1.3节中讨论均衡器长度的选择时使系统性能最差的ICR,即0.9。在激光器线宽的选择上，由于在第三章的图3-7中可以得出激光器的线宽对于将信道均衡与相位估计相结合使用的系统的性能影响不超过0.4dB，又因为相位估计的块长度效应(BLE:Block Length Effect)使得越小的相

38、位噪声需要的运算时间越长，所以在此选择了500kHz的激光器线宽以节省运算时间以及运算复杂度。其它仿真设置为：传输距离为1000km，分为10个跨段，每个跨段以ICR=0.9对色散进行在线补偿，均衡器长度为27，均衡器迭代步长为0.001，加入了值为一个符号周期的PMD，图中虚线表示引入非线性之前，调制波形为NRZ波形，实线表示引入之后，调制波形为RZ波形。图4-15 平均功率不同，加入非线性前后系统的误码率曲线从图4-15可以看到非线性效应对系统性能的影响，各个不同的平均功率下，加入非线性效应前后满足误码率的要求所需要的光信噪比的相差情况如下：平均功率为0.025mW时，相差0.1dB；平均

39、功率为0.25mW时，相差0.5dB；平均功率为0.5mW时，相差3.5dB。平均功率增大到0.75mW时不能达到的误码率要求，因此比较达到时的差距，为7.3dB。随着平均功率的增加，非线性效应对系统的损伤是非常严重的，为了保证通信的质量，必须采取措施对其进行抑制。4.3.3 低通滤波器带宽改变对非线性效应的抑制在没有引入非线性效应的相干通信系统中，使用NRZ波形作为调制波形，其频谱较窄，因此在系统中使用的低通滤波器带宽较窄。第4.1.1节中已通过仿真结果证明对于考虑非线性效应影响的系统，使用RZ波形作为调制波形能够优化系统性能。相较于NRZ波形，RZ波形的频谱更宽，若依然使用适用于NRZ波形

40、的滤波器，势必会将一些有用的信号信息滤除，这会造成误码率的增加，所以增加滤波器的带宽可以作为抑制非线性效应的措施之一。图4-16所示即为低通滤波器带宽为40G和50G时系统的误码率曲线，虚线表示带宽为40G时，实线表示带宽为50G时。其他参数设置与图4-15相同。图4-16 滤波器带宽不同，系统的误码率曲线从图4-16来看，增大滤波器带宽后，对于平均功率较小的情况系统的性能并没有差别。这是因为平均功率较小时非线性效应的影响也小，使用带宽为40G的滤波器所获得的信号中已经包含了足够的信息量来对接收信号进行解调，所以增加滤波器带宽对这样的情况意义并不大。但是当平均功率增加到0.5mW时，对于的误码

41、率，50G的滤波器带宽比40G的时候能够获得0.7dB的性能增益，平均功率为0.75mW时，对于的误码率能够获得3dB的性能增益。这个结果说明了增加低通滤波器的带宽能够使系统在存在较大非线性效应的情况下对系统性能进行优化。图4-16中使用的50G带宽是经过仿真验证的最佳带宽，如果带宽继续增大，经过滤波之后剩下的高斯白噪声会过多而导致系统性能劣化。4.3.4 确定非线性效应最小时的ICR在第4.1.3节中曾研究过不同ICR对电信道均衡器最佳长度选择的影响，对于不同的ICR，均衡器所需要的最佳长度不同，系统的性能也不同。图4-17中通过仿真确定了使非线性效应对系统性能影响最小时的ICR。每个ICR

42、下所使用的均衡器最佳长度均为第4.1.3节中所得出的均衡器长度，另外ICR=1和ICR=0时使用的均衡器长度分别为3和271。其他仿真设置与图4-15中相同。图4-17 不同ICR，系统的误码率曲线在图4-17中所示的不同ICR中，满足误码率的要求所需要光信噪比最小的是ICR=0.5时，具体为13.5dB。虽然ICR=0时所需要的光信噪也是13.5dB左右，但是可以看出，ICR=0.5时系统的误码率曲线比ICR=0时下降更快，而且后者由于在传输链路中没有对色散进行补偿，电信道均衡器的最佳长度为271，这是ICR=0.5时的两倍，因此从降低系统实现难度的角度讲也不应该采用ICR=0的方案。ICR

43、=0.95,0.9,0.8时所需要的光信噪比与ICR=0.5时均相差了1dB以上，从获得信噪比增益的角度不能采取这三种方案。ICR=1时所需光信噪比比ICR=0.5时增加0.5dB，但是这种在传输链路中对色散全部补偿的方案并不实际，因为用于色散补偿的DCF所能补偿的色散量不可调节，一旦传输链路铺设完成，其能够补偿的色散即是一个固定值，而在现在的动态网络中，系统中的色散不可能不发生变化，再加上在高速相干通信系统中影响越来越严重的PMD的随机特性，这些因素使得我们必须抛弃ICR=1的这种方案。在ICR=0.5的条件下，对于平均功率为0.75mW时的非线性效应也能够有效地抑制，如图4-18所示。图4-18 平均功率为0.75mW，不同ICR下系统的误码率曲线在图4-18中，只有当ICR=0和ICR=0.5两条误码了曲线能够满足误码率为的要求，对于其它情况，无论在多大的光信噪比下都不能达到的误码率。综合以上分析可以得出，ICR=0.5是最优的方案，此时需要的均衡器最佳长度为141，即使当平均功率较大时也能够较好地对非线性效应进行抑制，使系统在较小的光信噪比条件下达到误码率的要求。4.4 本章小结