开关电源的冲击电流控制方法.docx

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1、开关电源的冲击电流控制方法theEuropeanTelecommunicationsStandardsInstitute对用于通讯系统的开关电源的冲击电流大小做了规定，图3为通讯系统用AC/DC电源供电时的最大冲击电流限值4，图4为通讯系统在DC/DC电源供电，标称输入电压和最大输出负载时的最大冲击电流限值5。图中It为冲击电流的瞬态值，Im为稳态工作电流。冲击电流的大小由很多因素决定，如输入电压大小，输入电线阻抗，电源内部输入电感及等效阻抗，输入电容等效串连阻抗等。这些参数根据不同的电源系统和布局不同而不同，很难进展估算，最准确的方法是在实际应用中测量冲击电流的大小。在测量冲击电流时，不能因

2、引入传感器而改变冲击电流的大小，推荐用的传感器为霍尔传感器。2.AC/DC开关电源的冲击电流限制方法2.1串连电阻法对于小功率开关电源，可以用象图5的串连电阻法。假如电阻选得大，冲击电流就小，但在电阻上的功耗就大，所以必须选择折衷的电阻值，使冲击电流和电阻上的功耗都在允许的范围之内。图5.串连电阻法冲击电流控制电路适用于桥式整流和倍压电路，其冲击电流一样串连在电路上的电阻必须能承受在开机时的高电压和大电流，大额定电流的电阻在这种应用中比拟合适，常用的为线绕电阻，但在高湿度的环境下，那么不要用线绕电阻。因线绕电阻在高湿度环境下，瞬态热应力和绕线的膨胀会降低保护层的作用，会因湿气入侵而引起电阻损坏

3、。图5所示为冲击电流限制电阻的通常位置，对于110V、220V双电压输入电路，应该在R1和R2位置放两个电阻，这样在110V输入连接线连接时和220V输入连接线断开时的冲击电流一样大。对于单输入电压电路，应该在R3位置放电阻。2.2热敏电阻法在小功率开关电源中，负温度系数热敏电阻NTC常用在图5中R1，R2，R3位置。在开关电源第一次启动时，NTC的电阻值很大，可限制冲击电流，随着NTC的自身发热，其电阻值变小，使其在工作状态时的功耗减小。用热敏电阻法也由缺点，当第一次启动后，热敏电阻要过一会儿才到达其工作状态电阻值，假如这时的输入电压在电源可以工作的最小值附近，刚启动时由于热敏电阻阻值还较大

4、，它的压降较大，电源就可能工作在打嗝状态。另外，当开关电源关掉后，热敏电阻需要一段冷却时间来将阻值升高到常温态以备下一次启动，冷却时间根据器件、安装方式、环境温度的不同而不同，一般为1分钟。假如开关电源关掉后马上开启，热敏电阻还没有变冷，这时对冲击电流失去限制作用，这就是在使用这种方法控制冲击电流的电源不允许在关掉后马上开启的原因。2.3有源冲击电流限制法对于大功率开关电源，冲击电流限制器件在正常工作时应该短路，这样可以减小冲击电流限制器件的功耗。图6.有源冲击电流限制电路桥式整流时的冲击电流大在图6中，选择R1作为启动电阻，在启动后用可控硅将R1旁路，因在这种冲击电流限制电路中的电阻R1可以

5、选得很大，通常不需要改变110V输入倍压和220V输入时的电阻值。在图6中所画为双向可控硅，也可以用晶闸管或者继电器将其替换。图6所示电路在刚启动时，冲击电流被电阻R1限制，当输入电容充满电后，有源旁路电路开场工作将电阻R1旁路，这样在稳态工作时的损耗会变得很小。在这种可控硅启动电路中，很轻易通过开关电源主变压器上的一个线圈来给可控硅供电。由开关电源的缓启动来提供可控硅的延迟启动，这样在电源启动前就可以通过电阻R1将输入电容充满电。3.DC/DC开关电源的冲击电流限制方法3.1长短针法图7所示电路为长短针法冲击电流限制电路，在DC/DC电源板插入时，长针接触，输入电容C1通过电阻R1充电，当电

6、源板完全插入时，电阻R1被断针短路。C1代表DC/DC电源的所有电容量。图7.长短针法冲击电流限制电路这种方法的缺陷是插入的速度不能控制，如插入速度过快，电容C1还没充满电时，短针就已经接触，冲击电流的限制效果就不好。也可用热敏电阻法来限制冲击电流，但由于DC/DC电源的输入电压较低，输入电流较大，在热敏电阻上的功耗也较大，一般不用此方法。3.2有源冲击电流限制法3.2.1利用MOS管限制冲击电流利用MOS管控制冲击电流可以克制无源限制法的缺陷。MOS管有导通阻抗Rds_on低和驱动简单的特点，在四周加上少量元器件就可以做成冲击电流限制电路。MOS管是电压控制器件，其极间电容等效电路如图8所示

7、。图8.带外接电容C2的N型MOS管极间电容等效电路MOS管的极间电容栅漏电容Cgd、栅源电容Cgs、漏源电容Cds可以由以下公式确定：公式中MOS管的反应电容Crss,输入电容Ciss和输出电容Coss的数值在MOS管的手册上可以查到。电容充放电快慢决定MOS管开通和关断的快慢，为确保MOS管状态间转换是线性的和可预知的，外接电容C2并联在Cgd上，假如外接电容C2比MOS管内部栅漏电容Cgd大很多，就会减小MOS管内部非线性栅漏电容Cgd在状态间转换时的作用。外接电容C2被用来作为积分器对MOS管的开关特性进展准确控制。控制了漏极电压线性度就能准确控制冲击电流。电路描绘：图9所示为基于MO

8、S管的自启动有源冲击电流限制法电路。MOS管Q1放在DC/DC电源模块的负电压输入端，在上电瞬间，DC/DC电源模块的第1脚电平和第4脚一样，然后控制电路按一定的速率将它降到负电压，电压下降的速度由时间常数C2R2决定，这个斜率决定了最大冲击电流。C2可以按以下公式选定：R2由允许冲击电流决定：其中Vmax为最大输入电压，Cload为C3和DC/DC电源模块内部电容的总和，Iinrush为允许冲击电流的幅度。图9.有源冲击电流限制法电路D1用来限制MOS管Q1的栅源电压。元器件R1，C1和D2用来保证MOS管Q1在刚上电时保持关断状态。上电后，MOS管的栅极电压要渐渐上升，当栅源电压Vgs高到

9、一定程度后，二极管D2导通，这样所有的电荷都给电容C1以时间常数R1C1充电，栅源电压Vgs以一样的速度上升，直到MOS管Q1导通产生冲击电流。以下是计算C1和R1的公式：其中Vth为MOS管Q1的最小门槛电压，VD2为二极管D2的正向导通压降，Vplt为产生Iinrush冲击电流时的栅源电压。Vplt可以在MOS管供给商所提供的产品资料里找到。MOS管选择以下参数对于有源冲击电流限制电路的MOS管选择非常重要：l漏极击穿电压Vds必须选择Vds比最大输入电压Vmax和最大输入瞬态电压还要高的MOS管，对于通讯系统中用的MOS管，一般选择Vds100V。l栅源电压Vgs稳压管D1是用来保护MO

10、S管Q1的栅极以防止其过压击穿，显然MOS管Q1的栅源电压Vgs必须高于稳压管D1的最大反向击穿电压。一般MOS管的栅源电压Vgs为20V，推荐12V的稳压二极管。l导通电阻Rds_on.MOS管必须可以耗散导通电阻Rds_on所引起的热量，热耗计算公式为：其中Idc为DC/DC电源的最大输入电流，Idc由以下公式确定：其中Pout为DC/DC电源的最大输出功率，Vmin为最小输入电压，为DC/DC电源在输入电压为Vmin输出功率为Pout时的效率。可以在DC/DC电源供给商所提供的数据手册里查到。MOS管的Rds_on必须很小，它所引起的压降和输入电压相比才可以忽略。图10.有源冲击电流限制

11、电路在75V输入，DC/DC输出空载时的波形设计举例已知：Vmax=72VIinrush=3A选择MOS管Q1为IRF540S选择二极管D2为BAS21按公式4计算：C21700pF。选择C2=0.01F;按公式5计算：R2=252.5kW。选择R2=240kW，选择R3=270W图11.基于LT1640L的冲击电流控制电路图11所示电路为基于LT1640L的冲击电流控制电路，该电路可以可靠的控制冲击电流、治理热插拔而不引起瞬态过压或者欠压。在上电或者插入瞬间，MOS管Q1保持在关断状态，将未充电电容C3、DC/DC电源滤波器电容和输入电源隔开，随后MOS管Q1渐渐开通，电容在控制状态下渐渐充

12、电，只有在电容充满电后，PWRGD才给出开关信号让DC/DC电源开场工作。电路描绘：电阻R3和MOS管Q1的栅极和源极间接外接电容C2作为反应可以准确控制冲击电流的大小，外接栅极和源极间电容C2的容量可以由以下公式计算得到：式中：Vth为MOS管Q1的最小门槛电压，Cload为C3和DC/DC电源模块内部电容的总和。电容C2的容量决定在MOS管Q1导通经过中冲击电流Iinrush的大小，最好将冲击电流Iinrush设定得和DC/DC的最大稳态工作电流一样。改变所要求的冲击电流Iinrush的大小、MOS管型号，甚至MOS管消费厂家，就需要改变外接电容C1、C2的容量。电阻R18的作用是减小MO

13、S管Q1的关断时间，R3一般在10KW到15KW之间。电阻R7、R8决定电路的欠压保护点，电阻R9、R10决定电路的过压保护点，由于UV、OV的比拟电平都是1.24V，图11所示的过、欠压保护点分别为74V和30V。C5、C6消除OV、UV端的干扰，C5和C6越接近芯片的各自管脚越好。R4和C7为芯片LT1640L的低通滤波，C7越接近芯片越好。设计举例已知：Vmax=72VIinrush=3AMOS管Q1为IRF540S选择：R18270W，R312kW按公式11计算：C21380pF。选择C2=1500pF;按公式12计算：C1=0.058mF。选择C10.1mF图12.图11电路在48V

14、输入、输出空载时的冲击电流图12为图11所示电路在48VDC输入、输出空载时的波形。上电后，ON/OFF端电压被DC/DC电源内部电路抬升，当电容C3和滤波器中电容充满电后，PWRGD输出低电平，将ON/OFF端电压拉低，DC/DC电源开场工作。图13为图11所示电路在48VDC输入、DC/DC电源输出为30W时的波形。最下面的波形为DC/DC电源的输出波形，PWRGD一给DC/DC电源ON/OFF端输出低电平信号见图11，DC/DC电源的输出就开场上升。图11由于是DC/DC输出空载，其稳态输入电流几乎为零，图12输出为30W，它有稳态输入电流。图14、图15分别为36V、72V输入，输出为

15、30W时的波形。图13.图11电路在48V输入、DC/DC输出为30W时的冲击电流图14.图11电路在36V输入、DC/DC输出为30W时的冲击电流图15.图11电路在72V输入、DC/DC输出为30W时的冲击电流4.参考文献1.SwitchmodePowerSupplyHandbook，KeithH.Billings,C.Eng.,M.I.E.E.McGraw-HillPublishingCompany,2.LT1640L/LT1640HNegativeVoltageHotSwapController，LINEARTECHNOLOGYCORPORATION,19983.InrushCurre

16、ntControlApplicationNote,PowerOne，2003.05.014.EUROPEANTELECOMMUNICATIONSTANDARD,ETS300132-1,EquipmentEngineeringEE;Powersupplyinterfaceattheinputtotelecommunicationsequipment;Part1:Operatedbyalternatingcurrentacderivedfromdirectcurrentdcsources,1996.95.EuropeanStandardTelecommunicationsseries,ETSIEN300132-2,EnvironmentalEngineeringEE;Powersupplyinterfaceattheinputtotelecommunicationsequipment;Part2:OperatedbydirectcurrentdcV2.1.1,2003.01