当代功率模块及器件应用技术.docx

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1、当代功率模块及器件应用技术fenghy导语：在过去的数年中已有诸多的研发成果不断提供新的、经济平安的解决方案，进而将功率模块大量地引入到一系列的工业和消费领域中最近20年来，功率器件及其封装技术的迅猛开展，导致了电力电子技术领域的宏大变化。当今的市场要求电力电子装置要具有宽广的应用范围、量体裁衣的解决方案、集成化、智能化、更小的体积和重量、效率更高的芯片、更加优质价廉、更长的寿命和更短的产品开发周期。在过去的数年中已有诸多的研发成果不断提供新的、经济平安的解决方案，进而将功率模块大量地引入到一系列的工业和消费领域中。因此，有必要就功率模块的应用技术，如选型、驱动、保护、冷却、并联和串联以及软开

2、关电路等，进展一次全面的系列介绍。1IGBT和MOSFET功率模块1.1应用范围如图1所示，当前诸多的电力电子电路可由功率MOSFET或者IGBT来实现。从上世纪80年代开场，它们先后出现于市场。与传统的晶闸管相比，它们具有一系列的优点，如可关断的特性包括在短路状态下、不需要缓冲网络、控制单元简单、开关时间短、开关损耗低等。如今，电力电子技术不断地浸透到新的应用领域中，这首先归功于IGBT和功率MOSFET的迅速开展。同时，它们的应用在其现有的领域内也在不断地深化。数年前，高耐压双极型功率晶体管还被广泛地应用着。而如今只能在少数例外情况下发现它的踪影，其位置已几乎完全被IGBT所取代。在电流达

3、数十A或者以上的应用中，功率MOSFET及IGBT大多为含有硅芯片的绝缘式功率模块。这些模块含有一个或者数个晶体管单元，以及和晶体管相匹配的二极管续流二极管，某些情况下还含有无源元件和智能局部。固然功率模块存在仅能单面冷却的缺点，但它还是被广泛地应用于大功率电力电子技术中，与同期问世的平板式IGBT/二极管器件一争上下。尽管平板式器件在双面冷却的条件下可以多散发约30的热损耗，但功率模块仍然受到用户广泛的欢送。其原因除了安装简易外，还在于模块的芯片和散热器之间的绝缘、其内部多个不同元器件的可组合性、以及由于大批量消费而导致的低本钱。在当今的市场上，尽管各种有竞争性的功率器件都在不断地开展，但是

4、IGBT模块却稳稳胜出，它的功率范围也在不断延伸。目前消费的IGBT模块已具有了65kV、4.6kV、3.3kV和2.5kV的正向阻断电压。以此为根底，MW级的、电压至6kV的变流器采用IGBT串联的电路已经出现。另一方面，MOSFET那么被应用于越来越高的频率范围。今天，使用适宜的电路拓扑与封装技术，已经可以在500kHz以上实现较大的电流。IGBT和MOSFET模块已经成为集成电子系统的根本器件，同时也正在成为集成机电系统的根本器件。1.2构造和根本功能下面所述的功率MOSFET和IGBT均指n沟道增强型，由于，它代表了构成功率模块的晶体管的主流。在一个正向的驱动电压作用下，一块p导通型的

5、硅材料会形成一个导电的沟道。这时，导电的载流子为电子多子。在驱动电压消失后，该器件处于截止状态自截止。在大多数情况下，人们采用图2和图4所示的垂直式构造。在这里，栅极和源极MOSFET或者发射极IGBT均位于芯片上外表，而芯片底面那么构成了漏极MOSFET或者集电极IGBT。负载电流在沟道之外垂直通过芯片。在图2所示的功率MOSFET和图4所示的IGBT具有平面式栅极构造，也就是讲，在导通状态下，导电沟道是横向的程度的。平面栅极在当代高密度晶体管中更开展为双重扩散栅极还是目前功率MOSFET和IGBT中占统治地位的栅极构造。平面式MOSFET和IGBT构造是从微电子技术移植而来的，其漏极或者集

6、电极由nMOSFET或者pIGBT井区构成，位于芯片外表。负载电流程度地流经芯片。借助于一个氧化层，n区可以与衬底互相隔离，进而有可能将多个互相绝缘的MOSFET或者IGBT与其他构造一起集成于一个芯片之上。由于平面式晶体管的电流密度仅能到达垂直式构造的30，因此明显地需要更多的安装面积，所以，它们主要被用在复杂的单芯片电路中。从构造上来看，功率MOSFET图2以及IGBT图4由诸多的硅微单元组成。每cm2芯片上的单元数可达8.2105最新的耐压为60V的MOSFET以及1105高耐压IGBT。图2、图4显示了MOSFET和IGBT具有相似的控制区构造。n区在截止状态下构成空间电荷区。p导通井

7、区被植入其内，它在边沿地带的掺杂浓度较低p，而在中心地带那么较高p。在这些井区里存在着层状的n型硅，它们与源极端MOSFET或者发射极端IGBT的金属铝外表相连。在这些n区之上，先是植入一层薄的SiO2绝缘层，然后再形成控制区栅极，例如采用n型多晶硅材料。当一个足够高的正向驱动电压被加在栅极和源极MOSFET或者发射极IGBT之间时，在栅极下面的p区将会形成一个反型层的n导通沟道。经过这个通道，电子可以从源极或者发射极流向n漂移区。直至n区为止，MOSFET和IGBT具有类似的构造。它们出如今第三极区，进而决定了各自不同的性能。1.2.1PowerMOSFET图2清楚地显示了一个n沟道增强型垂

8、直式构造的功率MOSFET的构造和功能。图2中的栅极构造为平面式。在MOSFET中，上述的层状构造是在一块n导通型的硅基片上采用外延生长、植入、扩散等方法来实现的。硅基片的反面形成了漏极。当电压在漏极和源极之间产生一个电场时，流向漂移区的电子会被吸引至漏极，空间电荷会因此而缩小。同时，漏源电压下降，主电流漏极电流得以流动。由于，在漂移区内形成电流的电子全部是多子，所以，在高阻的n区内不会出现两种载流子的泛滥。因此，MOSFET是一个单极型器件。在低耐压的MOSFET器件中，微单元的电阻约占MOSFET的通态电阻的530。而对于高截止电压的MOSFET来讲，其通态电阻的约95由n外延区的电阻所决

9、定。因此，通态压降VDSon=IDRDSon1式中：ID为漏极电流；RDSon为通态电阻。RDSon=kVBRDS2式中：k为材料常数，当芯片面积为1cm2时，k=8.3109A1；VBRDS为漏源正向击穿电压。对于如今市场上的MOSFET来讲，当它的截止电压大于200400V时，其通态压降的理论极限值总是大于同等大小的双极型器件，而其电流承载才能那么小于后者。另一方面，仅仅由多子承当的电荷运输没有任何存储效应，因此，很轻易实现极短的开关时间。当然，在芯片尺寸很大的器件中高耐压/大电流，其内部电容充放电所需的驱动电流会相当大，由于，每cm2的芯片面积上的电容约0.3F。这些由MOSFET的物理

10、构造所决定的电容是其最重要的寄生参数。图3表示了它们的起源和等效电路图。表1解释了图3中各种寄生电容和电阻的起源和符号。表1MOSFET的寄生电容及电阻1.2.2IGBT图4清楚地显示了一个n沟道增强型垂直式IGBT的构造和功能。图中的IGBT具有非穿通式NPTNonPunchThrough构造，栅极为平面式。和MOSFET有所不同，在IGBT的n区之下有一个p导通区，它通向集电极。流经n漂移区的电子在进入p区时，会导致正电荷载流子空穴由p区注入n区。这些被注入的空穴既从漂移区流向发射极端的p区，也经过MOS沟道及n井区横向流入发射极。因此，在n漂移区内，构成主电流集电极电流的载流子出现了过盈

11、现象。这一载流子的增强效应导致了空间电荷区的缩小以及集电极发射极电压的降低。尽管同MOSFET的纯电阻导通特性相比，IGBT还需加上集电极端pn结的开启电压，但对于高截止电压的IGBT器件来讲从大约400V起，由于，高阻的n区出现了少子增强效应，所以，器件的导通压降仍比MOSFET要低。这样，在一样的芯片面积上，IGBT可以设计的电流比MOSFET更大。另一方面，在关断期间和随后产生的集电极电压的上升经过中，还来不及被释放的大局部p存储电荷Qs必须在n区内被再复合。Qs在负载电流较小时几乎呈线性增长，而在额定电流以及过电流区域那么由以下指数关系所决定：存储电荷的增强与耗散引发了开关损耗、延迟时

12、间存储时间、以及在关断时还会引发集电极拖尾电流。目前，除了图4所显示的非穿通构造之外，穿通型构造PT=PunchThrough的IGBT也得到了应用。最初的IGBT就是基于后者而形成的。两种构造的根本区别在于，在PT型IGBT的n和p区之间存在一个高扩散浓度的n层缓冲层。另外，两者的制造工艺也不同。在PT型IGBT中，n和n层一般是在一块p型基片上外延生长而成。而NPT型IGBT的根本材料是一块弱扩散的n型薄硅片，在其反面植入了集电极端的p区。两种IGBT的顶部构造一样，均为平面式的MOS控制区。图5比拟了两种IGBT的构造及其正向截止状态下的电场强度分布。对于一个PT型IGBT或IGETE：

13、外延生长式构造Epitaxialstructure来讲，在正向截止状态下，空间电荷区覆盖了整个n区。为了使生长层即使在高截止电压下还是尽可能的薄，在n漂移区的结尾处，其电场强度需要用高扩散浓度的n缓冲层来减弱。反之，对于NPT型IGBT或者IGHTH：同质式构造Homogenousstructure来讲，它的n漂移区具有足够的厚度，以致于可以吸收在正向截止状态下最大截止电压的场强。因此，在允许的工作范围内，电场延伸至整个n区之外的现象穿通是不会发生的。为了进一步描绘IGBT的功能以及PT和NPT型器件的不同特性，有必要来观察由IGBT构造而导出的等效电路图6b。类似于图3，可得到图6中所示的寄

14、生电容和电阻的起源与符号，如表2所列。表2IGBT的寄生电容及电阻撇开器件内部的电容和电阻不谈，IGBT的等效电路含有同样存在于MOSFET构造中的理想MOSFET，以及一个寄生npn晶体管，即n发射区发射极/p井区基极/n漂移区集电极。在这个寄生构造里，位于发射极之下的p井区的电阻被视为基极发射极电阻RW。此外，以下区域组合构成了一个pnp晶体管，即p集电极区发射极/n漂移区基极/p井区集电极。这个pnp晶体管与上面的npn晶体管一起构成了一个晶闸管构造。这一寄生晶闸管的锁定效应Latchup可能会出现于导通状态前提是某临界电流密度被超过，该临界值随芯片温度的增加而减小，也可以在关断时发生动

15、态锁定，由比通态运行时更高的空穴电流所引起。后者发生的条件是式3被知足Mnpnnpn=13式中：M为乘法系数；pnp，npn=TE，为单只晶体管的共基极电流增益，T为基极传输系数；E为发射极效率。锁定的出现会导致IGBT失控，直至损坏。对于现代的IGBT，采用下述的设计措施，可以在所有允许的静态和动态运行条件下有效地防止锁定效应的出现。例如，通过公道的设计，在关断时动态锁定所需的电流密度可达额定电流的15倍之多。为此，晶体管的基极发射极电阻可以通过以下措施减到如此的小，以致于在任何允许的运行状态下，都不可能到达该npn晶体管的基极发射极二极管的开启电压。这些措施是，1增强直接在n发射极下p井区

16、的扩散浓度；2缩短n发射极的尺寸。此外，通过调节pnp晶体管的电放逐大倍数，使其空穴电流npn晶体管的基极电流被维持得尽可能小。当然，在这里需要兼顾开关特性、耐冲击性，以及通态特性，到达一个较好的折衷。后者也在某种程度上被pnp晶体管的设计所决定。这一折衷方案在PT型和NPT型IGBT中有着不同的实现方式。在PT型IGBT中，从p区到n漂移区的空穴注入效率发射极效率很高，原因是它的衬底相对来讲较厚。它的pnp电放逐大系数只能通过调节基极传输系数n漂移区，n缓冲区来降低。为此，n区的载流子寿命可以通过附加的再复合中心例如，采用金元素扩散或者电子辐射工艺来降低。其空穴电流约占总电流的4045。NP

17、T型IGBT那么与之不同，其集电极端的p发射极区是通过植入方式而形成的，明显地薄于PT型IGBT的衬底。因此，在消费硅片时，扩散浓度在材料上的分布可以很轻易地被准确调节。这一极薄的p层保证了pnp晶体管的发射极效率较低E=0.5，以致于再也没有必要采用降低载流子寿命的方法来减小基极的传输系数。其空穴电流约占总电流的2025。同PT型IGBT相比，NPT型IGBT的发射极效率较小，载流子寿命较长，且参数可以被更准确地控制。它的优点如下：1正向导通电压具有正温度系数并联时自动地静态均流；2关断时的拖尾电流较小，但局部情况下时间较长，在Tj=125时关断损耗较低，在硬关断时开关时间较短以及开关损耗较

18、低；3开关时间与开关损耗在Tj=125时以及拖尾电流对温度的依靠性明显较低；4在过载时对电流的限制作用较好，因此具有较高的过载才能。与PT型IGBT所采用的外延生长式衬底相比，目前作为NPT型IGBT根本材料的同质n基片的消费更轻易一些，前提是要具备处理极薄硅片的才能。1.3静态特性MOSFET和IGBT模块的输出特性如图7所示。第一象限显示模块可以承受高截止电压和关断大电流。对于第一象限的阻断特性来讲，更为准确一点的定义应该是阻断状态类似于晶闸管中的定义，但这一概念在晶体管中极少被用到。在下面，我们将使用正向截止状态或在不引起混淆的情况下截止状态这个名称。通过控制极的作用，功率MOSFET和

19、IGBT可以由正向截止状态图7中的工作点OP1转换至导通状态OP2。在导通状态下，器件可以通过负载电流。两种状态之间的主动区域放大区在开关经过中被越过。不同于理想开关，器件的正向截止电压与通态电流均为有限值。在正向截止状态下存在一个剩余的漏电流正向截止电流，它将在晶体管内引起截止损耗。在导通状态下，主电路端子之间存在着一个依靠于通态电流的剩余压降，被称为通态压降，它将引起通态损耗。在静态导通状态下不是在开关经过中的最大通态损耗在输出特性中由表征通态损耗的双曲线给出。第三象限显示模块的反向特性，其条件是主电路端子之间被加上一个反向电压。这一区域的特性由晶体管本身的性能反向截止型，反向导通型及功率

20、模块中的二极管特性与晶体管串联或者反向并联所决定。1.3.1功率MOSFET由上述的原理可以导出如图8a所示的功率MOSFET的输出特性。1.3.1.1正向截止状态当外加一个正的漏源电压VDS时，假设栅源电压VGS小于栅源开启电压VGSth，那么在漏源之间只有一个很小的漏电流IDSS在流动。当VDS增加时，IDSS也略有增加。当VDS超过某一特定的最高允许值VDSS时，pin结p井区/n漂移区/n外延生长层会发生锁定现象锁定电压VBRDSS。这一锁定电压在物理上大致对应了MOSFET构造中的寄生npn双极晶体管的击穿电压VCER。该npn晶体管由n源区发射极p井区基极n漂移区/n生长层集电极构

21、成，如见图3所示。由集电极基极二极管的锁定现象所引起的电放逐大效应，可能会导致寄生双极晶体管的导通，进而导致MOSFET的损坏。值得庆幸的是，基极和发射极区几乎被源极的金属化构造所短路，在两区之间仅存在着p井区的横向电阻。应用各种设计措施，如精细的MOSFET单元、均匀的单元布置、低阻的p井区、优化的边沿构造以及严格统一的工艺，先进的MOSFET已经可以实现很小的单元锁定电流。这样一来，在严格遵守给定参数的情况下，寄生双极晶体管构造的导通现象根本上可以被防止。所以，对于这一类的MOSFET芯片，可以定义一个允许的锁定能量EA，分别针对单个脉冲以及周期性的负载锁定能量由最高允许的芯片温度所限定。

22、在功率模块由多个MOSFET芯片并联而成的情况下，由于不可能获得芯片间绝对的平衡，所以仅允许使用单个芯片所可以保证的EA最大值。1.3.1.2导通状态在漏源电压VDS和漏极电流ID均为正的情况下，正向的导通状态可分为两个区域，如图8a中第一象限所示。1主动区域当栅源电压仅略大于栅极开启电压时，沟道内电流的饱和作用将产生一个可观的压降输出特性的程度线。此时，ID由VGS所控制。在图8b中，转移特性可以借助正向转移斜率gfs来描绘。gfs=dID/dVGS=ID/VGSVGSth4在主动区域内，正向转移斜率随着ID和源极电压的增加而增加，并随芯片温度的增加而减小。由于，由多个MOSFET芯片并联而

23、成的功率模块只允许在开关状态下工作，所以，主动区域只是在开通和关断经过中被经过。一般来讲，制造商不允许此类模块在主动区域内稳定运行。原因是VGSth随温度的上升而下降，因此，单个芯片之间小小的制造偏向就有可能引起温升失衡。2电阻性区域在开关工作状态下，假如ID仅仅由外电路所决定，就处于被称为通态的阻性区域。此时的导通特性可以用通态电阻，即漏源电压VDS和漏极电流ID之商来描绘。在大信号区域内，通态电压遵守式5关系。VDSon=RDSonID5RDSon依靠于栅源电压VGS和芯片温度。在MOSFET通常的工作温度范围内，它从25125时大约会增加一倍。1.3.1.3反向运行在反向运行时第三象限，

24、假如VGS小于VGSth，那么MOSFET会显示出二极管特性如图8a中的实线所示。这一特性由MOSFET构造中的寄生二极管所引起。集电极基极的pn结或者源漏pn结反向二极管的双极型电流的导通电压分别决定了MOSFET在反向时的导通特性如图9a所示。这个双极性反向二极管可以运行到由MOSFET所给定的电流极限。然而在实际应用中，这个反向二极管将导致：1较大的通态损耗，它与MOSFET本身的损耗一起，必须被散发出去；2在MOSFET作为硬开关应用时具有较差的关断特性，进而限制了MOSFET的应用范围。如图9b所示，原那么上只要栅源电压大于栅极开启电压，即使漏源电压为负值，MOSFET的沟道也可以受

25、控至导通状态。假如此时的栅源电压保持在反向二极管的开启电压之下例如，通过并联一个肖特基二极管，那么漏源之间的反向电流就只是单极性的电子电流多子电流。这样一来，它的关断特性那么与MOSFET的关断特性一样。反向电流依靠于VDS和VGS，如图8a中的虚线所示。在图9c中，当沟道是导通时，并且存在着一个导通的双极式反向二极管时漏源电压大于栅极开启电压，那么会出现两者相结合的电流运行状况。与简单地并联了一个二极管的MOSFET相比，由于被注入的载流子还可以横向扩散，进而使得MOSFET的导电才能增加，最终导致通态电压下降。1.3.2IGBT根据前面描绘的IGBT的工作原理，可以得到如图10所示的输出特

26、性。1.3.2.1正向截止状态与MOSFET的原理相似，当集电极发射极电压VCE为正，且栅极发射极电压VGE小于栅极发射极开启电压VGEth时，在IGBT的集电极和发射极端子之间仅存在着一个很小的集电极发射极漏电流ICES。ICES随VCE增加而略微增加。当VCE大于某一特定的、最高允许的集电极发射极电压VCES时，IGBT的pin结p井区/n漂移区/n外延生长层会出现锁定效应。从物理的角度来讲，VCES对应了IGBT构造中pnp双极式晶体管的击穿电压VCER。出现锁定现象时，由集电极基极二极管引起的电放逐大效应，可能会导致双极晶体管的开通，进而导致IGBT的损坏。值得庆幸的是，基极和发射极区

27、几乎被金属化的发射极所短路。它们之间只是被p井区的横向电阻所隔开。应用多种设计措施，类似于针对MOSFET所采取的措施一样，IGBT的单元锁定电流可以维持在一个很低的程度，进而使正向截止电压可以获得较高的稳定性。1.3.2.2导通状态当集电极发射极电压和集电极电流均为正值时，IGBT处于正向导通状态，可以进一步细分为两个区域。1主动区域当栅极发射极电压VGE只是略大于开启电压VGEth时，由于沟道电流的饱和效应，沟道会出现一个可观的压降输出特性中的程度线。此时，集电极电流跟随VGE而变化。类似于MOSFET，用正向转移斜率gfs来描绘图10b所示的转移特性。gfs=dIC/dVGE=IC/VG

28、EVGEth6转移特性在线性放大区域内的转换斜率随集电极电流IC和集电极发射极电压VCE的增加而增加，并随芯片温度的降低而减小。在由多个IGBT芯片并联构成的功率模块中，这一区域只是在开关经过中被经过。一般来讲，模块在这一区域中的稳态运行是不被允许的如同MOSFET模块一样。究其原因，是VGEth随温度的上升而下降，因此，单个芯片之间小小的制造偏向就可能引起温升失衡。2饱和区域在开关经过中，一旦IC只是由外部电路所决定，便处于所谓的饱和区域，也被称作导通状态输出特性中的陡斜局部。导通特性的主要参数是IGBT的剩余电压VCEsat集电极发射极饱和压降。至少对于高截止电压的IGBT器件来讲，由于n

29、漂移区的少子泛滥，使得IGBT的饱和压降明显低于同类型MOSFET的通态压降。正如前面所提到过的，PT型IGBT的VCEsat在额定电流区域内随温度的升高而下降。而对于NPT型IGBT来讲，它那么随温度的增加而增加。1.3.2.3反向特性在反向运行状态下，如图10中第三象限所示，IGBT集电极端的pn结处于截止状态。因此，与MOSFET不同的是，IGBT不具备反向导通的才能。尽管IGBT构造中存在着一个高阻的pin二极管，但目前的IGBT的反向截止电压仅在数十V上下，尤其对于NPT型IGBT来讲更是如此。究其原因，是在于设计芯片和它的边沿构造时，人们着重于追求高的正向截止电压和优化集电极端口的散热。对于某些特殊的，需要IGBT开关承受反向电压的应用来讲，到目前为止全部采用了混合构造，即在模块中串联一个快速二极管。因此，IGBT模块在静态反向工作时，它的导通特性只是由外部的或混合的二极管的特性来决定。0