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-!Universal Transducer Interface(UTI)通用传感器接口电路 特性*为各种型号的传感器提供接口电路: 容性器件 铂电阻 热敏电阻 电阻电桥 电位差计 *测量多种传感器件*单电源供电2.9V-5.5V,工作电流低于2.5mA *分辨率可达14bits，线性可达13bits*能够连续自动校准偏移量和增益误差*兼容微处理器输出信号*三态输出*典型测量时间是10ms或100ms*2路或3路或者4路测量方式*所有传感器元件支持交流激励电压信号*能够抑制50HZ60HZ的交流干涉*掉电模式*DIL工作温度范围-4085*裸片工作温度范围是-40180应用自动化领域 工业领域和医疗领域*容性标准感测*位置感测*角度感测*精确温度测量（铂电阻，负温度系数）*用于压力，力的测量的阻桥传感器1. 概况描述通用传感器接口电路(UTI)通用传感器接口电路对于基于周期调制的低频测量应用是一个完整的模拟前端。传感器元件可以直接与UTI连接而不需要额外的电路，只需要一个与传感器相同型号的元件作为参考。通用传感器接口电路输出一个微控制器可兼容的周期调制信号。通用传感器接口电路可以为以下传感器提供接口：*容性传感器0 - 2 pF, 0 -12 pF,范围最大为300 pF*铂电阻Pt100, Pt1000*热敏电阻1K 25K*电阻桥250 - 10 k最大不平衡为+/- 4% or +/- 0.25%*电位计1k- 50k*结合以上各条通用传感器接口电路对于基于智能微控制器的系统来说是理想的应用。所有的数据都以微控制器可兼容的信号输出，这样既减少了连接线的数量也减少了绝缘系统中耦合器的需求量。如果想了解关于绝缘通用传感器接口电路的应用，请参考我们网页支持中心中的相关应用注意事项。此完整系统对于漂移误差和增益误差持续的自校准表现在采用三信号技术。低频干扰被高级截波技术消除。而通过设置四位的二进制模式码则可以选择十六种操作模式。原理框图2引脚说明UTI可以采用16脚的塑料双列直插封装（DIP），也可以采用18脚的小外形封装（SOIC）。图一给出了这两种封装形式的外形图。引脚的功能在表一中列出。 图一 表一3.最大绝对额定值电源电压 -0.3V +7V电源电流（除去连接传感器的） 3mA (电压为5V时) 功率消耗 21mW功率消耗（掉电模式下） 7W输出电压 -0.3vvDD+0.3V驱动电流输出 8mA阻抗输出 60输入电压 -0.3vvDD+0.3V每个引脚的输入电流 20mAESD 额定电压 4000V存储温度范围 -65150工作温度范围 -40+85铅温（焊料，10sec） +3004.总说明书4.0 功能说明4.1 输出UTI 输出的是可被微控制器兼容的周期性调制信号并且由激励信号来驱动传感元器件。表三给出了一些UTI的输出规格。由于所有的UTI信息都是以一位数字信号的形式给出，因此只需要四根线就可以形成一个通用绝缘前端。如果需要更多关于UTI绝缘应用的信息，请访问我们的网站查阅相关技术资料。 表34.2 模拟信号输入各种传感器元件可以与UTI的输入端直接相连。传感器与UTI的各种连接方式在第8节有详细介绍。表4列出了UTI的一些输入规格说明.参数值单位条件/注释输入电容20pFA与B C D E F 之间的电容泄漏3010-3pFDIP 封装衰减程度 50/60Hz60dB4.3控制信号在4.1节中介绍到UTI有16种工作模式，这些模式由SEL1 SEL2 SEL3和SEL4四个选择引脚组合而成。在表2中，“1”表示连接高电压“0“表示接地。还可以实现一些特殊的功能，比如快/慢模式和掉电模式，分别由SF和PD设置。SF引脚是用来设置测量速度。当SF=1时，UTI工作在快速模式，在这种模式下输出信号的一个完整周期的时间是10ms。当SF=0时，UTI工作在慢速模式，输出信号的周期时间是100msPD引脚在UTI中是用来设置掉电模式。当PD=0，UTI处于掉电模式，输出点被浮置（高阻态）.这样可以将几个UTI的输出接在同一条输出线上，输出的仅仅是被选择的那个信号。（PD=1）CML引脚总是接地的（除了在CMUX模式下）。在CMUX模式下，CML引脚用来选择测量范围。这些范围分别是0 - 2 pF (CML = 0)和0 - 12 pF (CML = 1)。不支持浮置输入，除非有规定。在下一节，将详细介绍UTI的所有工作模式。这些模式的名称和表2是的一样的。在这节中，CML=0和 SF=0除非另有规定。要详细说明的重要参数是：* 精确度* 分辨率* 状态数量* 各种状态中的指定信号5.一些传感器测量的理论5.1关于三信号技术和校正三信号技术是一种消除线性系统中的未知偏移和增益的影响的技术.为了应用这种技术,除传感器测量值的信号之外,另外两个参考信号必须基于同样的测量标准.假设系统有这样一个线性函数:我们给系统赋予3个不同的输入值:这三种标准的信号输出值是:然后计算得: 当系统呈线性时,且在这个比率中，测量系统中未知偏置Moff 和未知增益K的影响将被消除，M的计算值表示在未知传感元件值和已知参照元件值之间的比率。这种技术叫做三变量技术或者三信号技术。偏移量和增益的大小可能会随时间改变,但是他们对最后的结果没有任何作用。因此UTI是基于自校准的测量系统.执行三信号技术需要一个微处理器,微处理器是用来数字化周期调制信号和对数据进行存储以及进行运算.这样系统结合了感测元件（传感器）与信号处理电路.例如UTI这样,加一个微处理器后又叫做基于微处理器的智能传感系统。有自动校准功能致使UTI系统不受温度的影响.5.2 传感器的测量UTI的输出是一个周期性调制信号。图2给出了UTI输出信号的两个完整周期，每个周期由三种状态组成。 图2.UTI的3个状态模式的的输出信号 像我们在上面的三信号技术理论中解释的一样，UTI的内部输入必须被转换到三个或者更多的元件。在第一个状态中，线性系统的内部偏置被测量（通常这时没有外部元件接到相应的引脚）。在第二种状态中，UTI通过转换到相应的连接引脚，测量了参考元件的值。在接下来的状态中，UTI测量一个或者更多传感器元件的值。在图2中的输出信号适用于只有一个未知传感器被测量的情况。在这些状态间的切换是完全由UTI控制，并没有微控制器的参与。在第一个状态Toff下，测量线性系统的所有偏置。在第二个状态Tref下，测量参照信号。而在最后一个状态Tx下，测量实际的传感器信号。每个状态的持续时间都与待测信号在那个状态的持续时间有关。这三个状态的持续时间由下表给出：CX 和 VX 是测量的传感信号, CREF 和VREF 是基准信号,c0和v0是不变部分(包括电压偏移量等)，k1和k2 是增益.参数N表示一个状态中的内部振荡周期数.在慢速模式,N=1024,在快速模式N=128,电压Vx和Vref，对电阻来讲，分别表示通过传感器电阻和参考电阻电压,在另一种模式下Vx和Vref 分别表示桥输出电压和桥供应电压。UTI通过计算相应状态下的微控制器的脉冲周期数将输出信号数字化,结果就是Noff ,Nref 和Nx,. CX/ CREF 和VX / Vref 的比值现在就可以通过微控制器计算出来:因为这个比值既与系统的偏置量无关,也与增益无关.系统从原理上校正偏置量和增益因此称为自动校正.即使在偏置量和增益浮点变化或者缓慢变化情况下,也能保持最大精确度.三种状态属于时分复用,在图2中可以看出.偏置状态由两个一半周期组成(输出频率是临时的两倍.正因为这样,微控制器能根据公式(1)识别各个状态并且进行正确的计算.因为偏移状态总是最短的,这个情况也可以用来辨别状态.一个完整周期的状态数在3到5之间变化,状态数的多少由UTI的模式来确定.每个模式都有固定的周期.始终有一个偏置值测量,一个参考值测量和一个或者多个未知值测量.5.3 分辨率UTI的输出信号通过微控制器变成数字信号.这种取样带入了量化噪声,同时也限定了结果.任何测量中的量化噪声由相对标准偏差q，总计:ts是取样时间,Tphase是状态持续时间,例如:取样时间是1 s,偏置状态持续时间是20ms(慢速模式),那么偏置状态的标准差就是1/45,000,导致结果最多表示为15.5bits.在快速模式下这个结果将是12.5 bits.为了进一步改进结果可以取M1 到Mp,来计算出M的平均值, q的值减少了P1/2除了量化噪声,另外限制结果的还有震荡器本身的热噪声以及寄生电容（信号传输线）cp可能带来的影响,在CMUX模式下, 测量分辨率作为寄生电容cp(见图7)的函数由图4可以看出.图4 分辨率对寄生电容cp的函数5.4非线性UTI的非线性的典型值根据不同的模式在11bit和14bit之间。比如在CMUX模式中，寄生电容（见图7）的非线性函数见图5。图5 非线性对寄生电容cp5.5 UTI的容性测量UTI测量容值的方法比较特殊。一般的测量方法中，连接线的寄生电容是与待测电容并联的。见图（a）（b）（a）典型测量电容的方法 （b）UTI测量电容的方法在典型测量电容的方法中，线缆电容与被测电容并联同时被测量。要避免这一影响并不容易，同时用较长的线缆去测量小电容也是很困难的。在UTI中用四个电极测量Cx，通过测量待测电容中的电荷转移的方法得以解决。电容激励来自电源电压。这意味着Cp1是并联电源电压，所以它不是测量电路的一部分。通过Cx的电荷被接地的电荷放大器作为虚地吸收，这意味着寄生电容Cp2短路。用这种四极测量技术可以在线缆的寄生电容高达几百pF时测出小到aF级的电容。在图5中可以看出精确度与寄生电容Cp之间的关系，从图中我们可以看出当线缆电容是500 pF时,非线性仍为1.0E-3.当测量多个电容时，每个节点（B, C,D,E,F）都是在一个特定时间激活，在那之后UTI切换到下一个结点。这些没有活动的结点此时是接地的，变成了寄生电容，但是仍然对测量没有影响。结点选择是由UTI自动控制。在CMUX的模式下面，可以测量的电容数量是不受限制的。所有电容被接上不同的电压源并且一起连接到接收器放大器的输入端（A点）。更多的CMUX应用在CMUX规格书中给出。如果需要更多关于UTI电容测量应用的信息，请访问我们的网站查阅相关技术资料。注意：在大多数容性应用中，在第一个状态(偏置状态)下测量输入时都是输入断开的。在那样的情况下只有器件的内部电容是被测量的（包括芯片电容和连接和引线电容）。在第二个状态中，参考电容被测量。这是最直接的方法去应用三变量方法，同时从方程中去除偏移和增益误差。用这个方法，在5电容模式（模式0或模式2）下，可以测量3个未知电容。当在3电容模式（模式1或模式4）下时，可以测量一个未知电容。 然而，在特定的环境下，人们会希望连接一个外部偏移元件（C0）。当这个元件的偏移量是已知与参照元件的值具有同样的精确度时，三信号的方法也仍然可以使用。6. 电容模式（模式0到4）6.1 模式0 C25：5个电容 0到2pF在该模式下，可以测量到5个具有一个相同电极的容值为0到2pF的电容。为了更好的理解在实际应用中的意义，请查阅注意事项的第5.5段。图6给出了电容的连接方式。所有被测电容都应该有一个共同的接收电极,同结点A相连。在传输电极（B到F）中的传输信号应该是具有VDD的振幅的方波。当某个电容没有测量时，与该电容相连的结点即为内部接地。表5给出了在模式C25下一个周期含有的5个测量状态。图6 电容与UTI的连接相位被测电容输出周期1CBA+C0TBA=NK1（CBA+C）2 CCA+C0TCA=NK1（CCA+C）3CDA+C0TDA=NK1（CDA+C）4CEA+C0TEA=NK1（CEA+C）5CFA+C0TFA=NK1（CFA+C）表5 各相位测量的电容值参数典型值K110 us/pFC02pF最大容值CiA2pF非线性13bit分辨率（SF=0，Cp=30pF）14bit残留偏移量15*10-3pF表6 C25和C23模式的规格说明书在相位1的时候，测量了输入电容CBA+C0。该相位时，输出频率是双倍的，所以产生了两个短周期。这确保了它与微控制器的同步。在直接应用中，没有电容连接在A和B之间，段落5.5中给出了详细说明。关于模式C25（即模式0）的规格在表6中有给出。电容值的残留偏移量是在焊接电线，焊点以及IC引脚处产生。如果这个偏移量太大的话，就应该使用CMUX模式了。这种情况下，使用外部复合器可以使偏移量降到20*10-6pF。6.2 模式1 C23：3个电容 0到2pF 在该模式下，可以测量到3个具有一个相同电极的电容值为0到2pF的电容。为了更好的理解在实际应用中的意义，请查阅注意事项的第5.5段。它与C25模式的区别在于一个周期只有三个相位。图6给出了CEA和CFA忽略时电容的连接方式。表7给出了在C25模式下每个周期测量出的相位的电容。表6给出了规格。相位被测电容输出周期1CBA+C0TBA=NK1（CBA+C）2 CCA+C0TCA=NK1（CCA+C）3CDA+C0TDA=NK1（CDA+C）表7 各相位测量的电容值6.3 模式2 C12：5个电容 0到12pF在该模式下，可以测量到5个具有一个相同电极的电容值为0到12pF的电容。为了更好的理解在实际应用中的意义，请查阅注意事项的第5.5段。图6给出了电容的连接方式。最大电容值CiA（i为B，C，D或者E）为12pF。相位数为5。表8给出了详细说明。表5给出了在C25模式下每个周期测量出的5次相位的电容。它与模式0的主要区别在于最大测量容值为12pF。参数典型值K11.7us/pFC012pF最大容值CiA12pF线性13bit分辨率（SF=0，Cp=30pF）14bit残留偏移量15*10-3pF表8 C12模式的规格说明书电容值的残留偏移量是在焊接电线，结合区以及IC的时候产生的。如果这个偏移量太大的话，就应该使用CMUX模式了。这种情况下，使用外部复合器可以使偏置量降到20*10-6pF。6.4 模式3 CMUX：X 0-2pF/0-12 pF的电容，外接MUX复合器在该模式下，在0-2pF或者0-12 pF范围内的任何一个电极的任何一个电容值都可以测得。由于UTI并不进行相位选择，所以使用外接复合器。Smartec专门为此应用研制了一个新型的复合器MUX。它有9个输出管脚和4个输入管脚。关于CMUX的详细说明在表9中给出。参数典型值(CML=0)典型值(CML=1)K110us/pF1.7us/pFC02pF12pF最大容值CiA2pF12pF线性（Cp300pF）13bit13 bit残留偏移量2*10-5pF2*10-5pF分辨率（SF=0，Cp30pF）14 bit14 bit表9 CMUX模式的规格说明书图7给出了一种可以实现测量装置。一个外部复合器，它在微控制器的控制下在结点B处将信号复合到一个（或多个）电容上去。UTI的信号在“output”处输出。在偏置测量时（没有选择任何一个电容）输出信号的频率定义为6kHz（SF=1）或50Hz（SF=0）。你可以在复合器的说明书中看到关于该UTI模式的更多的信息。图7在CMUX模式下测量多个电容的可能测量平台6.5 模式4在这种模式下，通过普通的电路可以测出3个具有一个共用电极的容值最大为300pF的电容。为了理解这在实际的条件下意味着什么，请阅读5.5节中的注意事项。传感器和外部电阻的的关系请看图8。这些电阻限定了在发射电极CIA上的电压范围。图8在C300模式下UTI的传感器连接为了保持非线性值低于10-3，在A节点的总电容限于500pF。由三个不准确电阻R1，R2，R3,或R1，R3为0,设置发射电极的电压等于VEF.直流电压VEF必须满足以下条件：VEFKV/CMAXKV=60V*PF ,CMAX是CBA的最大值, CCA和CDA以pF为单位。必须限制电阻的取值，以保证电容和电阻的时间系数小于500ns。例如：当CVA=300PF,CDA=200PF，CBA=0和VDD=5V，电阻的实际值是R1=25K，R2=1K，R3=0，在发射电极的电压VEF为0.2V，系统包括两个时间衡量,其中Ctot=CBA+CCA+CDA+CP.两个时间系数都必须小于500ns，在慢速模式下非线性值和结果值请看表10，在这里CDA=0PF，CP=30PF,VEF为最大值KV/CMAX，测量每个状态的电容请看表11表10 在C300模式下不同电容的非线性值和结果值 表11.在C300模式下每个状态的电容值7 阻抗模式（模式5-15）71 模式5 Pt：1铂电阻器Pt100/Pt1000，4线 这种模式可测量一个铂电阻器和一个参考电阻器。UTI电阻器的连接如图9描述。由于使用驱动/感测线，Rx 和Rref的测量均采用四线设置，因此可完全消除电阻的影响。驱动电压VEF是频率为内部晶振频率幅度为1/4Vdd的方波。电阻器RBIAS是用于使电流流向主通道。Pt100的测量精度为40m。这40m可以认为是芯片内部设计引起的系统误差。测量链的激励为AC电压。电缆电容对测量精度有一定的影响。为了在屏蔽电缆较长的情况下应用，我们研发了特殊的接口。相关的应用可到我们网站支持中心找到，你可以看到如何采用长达200米的电缆而不降低精度。当感测器件与UTI距离远时,SMARTEC推荐这个解决方法给所有的阻抗应用。一个测量周期包括四个阶段。这些阶段包含二线，三线，四线的信息。表12 测量铂电阻器时的测量电压为了计算（1）式中的比率，我们必须对二线，三线，四线测量进行不同的计算。若当VDD=5V，电压VAB和VCD的幅度小于0.7V时，其非线性度优于13bit的要好。当VDD=3.3V时，这些电压应小于0.4V。这样就限制了通过铂电阻器的电流。限制因自热而产生的误差同样要求电流限制。例如，在VCD=0.7V，0时，一个200K/W的热电阻（在空气中），一个Pt100的自热效应可引起1K的错误。如果自热错误太大，Rbias就会增大，限制流过Pt100的电流。当Vcd=0.2V时，因自热而产生的温度错误为80mK。这与A级Pt100的初始误差相比小了2个数量级。在这种情况下，通过Pt100的电流为2mA，需要的RBIAS=2.2K。Pt100的相对敏感性为。当通过Pt100的电流为2mA时，敏感度相当于。这种模式下，UTI的分辨率为7V；相当于在慢模式下分辨率为9mK。表13列举了Pt模式下UTI的一些规格。Vcd和Vab的峰峰值允许达到2.5V(可获得非常好的分辨率)，但是必须考虑自热效应和非线性的影响。不管怎样，峰峰值振幅在0.7-2.5V范围内，非线性度将下降到8bit。用模式11也可测量铂电阻器。72 模式6.Ther：1个电热调节器，四线在这种模式下，可测量一个电热调节器和一个参照电阻。电热调节器的连接和参照电阻如图10所示。驱动电压VEF是一个振幅为Vdd/12.5的削波电压和Vdd/2的直流电压的叠加。热敏电阻和参考电阻的比率由（3）给出。表12列出了在不同状态下所测量的信号。电压VAB不是常数，但是与VCD一样的温度信息一样，与传感器特性成正比。热敏电阻模式的规格说明如表14。对Rx非常大的或非常小的值(10倍或者0.1倍Rref)，电压的分辨率保持不变;但是温度的分辨率下降了。这是由于采用线性化方法的结果。当热敏电阻的敏感度为4%/K，在Vdd=5V时，分辨率为1mK。73模式7. Pt2：2个或3个铂电阻器在这种模式下，可测量2个或3个的铂电阻器。电阻器与UTI的连接示意图如图11。电压VEF与Pt模式下的一样。这里也采用与Pt模式下同样的限制通过电阻的电流的方式。规格请见表13。请注意：Rx2可用一个四线装置测量。阶段5可用来测量一个引线电阻或是Rx3。与Pt模式主要的区别为一个测量周期有5个相位，如表15。采用如图11（b）所示的连接，引线电阻的影响就不能被消除。尤其用图11（b）所示的连接测量Rx3时，UTI内部连接线会分别对Pt100引起 0.9的错误，对Pt1000引起 3的错误。这些测量错误由铂电阻的供电电流和温度决定，但是它是稳定的、系统的。74模式8. Ther2：2个或3个热敏电阻在这种模式下，可测量2个或3个热敏电阻。其连接如图12。其状态同样有5个，如表15。表14所列的规格同样适合这种模式。如图12（a）所示的连接，引线电阻的影响不能被消除。尤其用图12（b）所示的连接测量Rx3时，UTI内部连接线会引起电阻Rx3（Rx3= 2.5K）11.5的错误。这个测量错误由热敏电阻的供电电流和温度决定。8 阻桥模式（模式9-14）8.1 模式9. Ub2：阻桥，ref.Vbridge，4%不均衡。 在这种模式下，当阻桥输出电压Vcd和阻桥输入电压Vab的比率表示物理信号时，可测量阻桥。 这种模式阻桥不均衡的测量范围为4%。 阻桥与UTI的连接如图13。阻桥的驱动电压VEF是一个振幅为Vdd的方波信号。信号频率为1/4内部晶振频率。由于使用驱动/感测线，电桥的测量均采用四线装置，如图13（a）。信号测量的各个阶段如表16。 在第二阶段，可测量电桥VAB的电压。一个高精度的片上电压分割器把这个电压分成32份。这个分割器不需要校准。分割以后，VAB可以和VCD进行同样的处理。为了找出电桥的不均衡，微机控制器的计算如下：规格如表17参数典型值K256 us/VV00.54V激励电桥AC VDDE与F的激励电流20mA桥电阻Rb250Rb10K电桥输出电压最大值 +/-0.2V精度11bit偏移量10uV分辨率（SF=0）7uV表17. Ub2模式下的规格说明书8.2 模式10 Ub1：阻桥电阻，阻桥电压Vbridge，非均衡率为+/-0.25%在这种模式下，当阻桥输出电压Vcd和阻桥输入电压Vab的比率表示物理信号时，可测量阻桥。该模式与Ub2模式的主要区别在于它的电桥平衡的测量范围为0.25%（在VDD=5V 时，VCD=12.5mV）。电桥与UTI的连接方式与Ub2模式下相同。在做一个像电桥两边电压一样的分割之前，小的输出电压会经过一个片上的放大器放大15倍。放大器和分割器都不需要校准。可以使用等式（7）来计算电桥平衡，但32需要换成480。由于使用了驱动/感测线，我们使用四线装置来测量电桥。每一个相位点上的测得的电压已经在表18中给出了。表19则列出了此模式的规格相位测量电压输出周期1V0Toff=NK2V02 VAB/32+V0TAB=NK2（VAB/32+V0）315VCD+VOTCD=NK2（15VCD+VO）表 18 Ub1模式下各相位对应测得的输出电压参数典型值K256 us/VV00.54V激励电桥AC VDDE与F的激励电流20mA桥电阻Rb250Rb10K电桥输出电压最大值 +/-12.5V精度10bit偏移量10uV分辨率（SF=0）700nV表19. Ub1模式下的规格说明书8.3 模式11 Ib2：电阻桥，阻桥电流Ibridge，非均衡值为+/-4%在此模式下，当阻桥是由输出电压和通过电流表示时，阻桥可以测量。电流I被转化为一个参考电压。电桥与参照元件之间的连接在图14（a）中给出。Rref的值应该经过计算以保证在VAB在0.1V到0.2V之间。该模式同样可以用于四线装置的铂金电阻测量。在14（b）的图中已经给出了这些。与Pt模式相比较，它的优点在于只需要测量三个状态了。 a）b）Figure 14 电阻桥与UTI的参考电阻之间的连接（a）四脚装置上铂金电阻器的连接相位测量电压输出周期1V0Toff=NK2V02 VAB+V0TAB=NK2（VAB+V0）3VCD+VOTCD=NK2（VCD+VO）表20 Ib2模式下各相位对应测得的输出电压参数典型值K256 us/VV00.54V激励电桥AC VDDE与F的激励电流20mA桥电阻Rb250Rb10K电桥输出电压最大值 +/-0.2V精度12bit偏移量10uV分辨率（SF=0）7uV表21. Ib2模式下的规格说明书8.4 模式12 Ib1：电阻桥，阻桥电流Ibridge，非均衡值为+/-0.25%该模式与模式11相似。电桥与电阻的连接方式已经在图14中给出。与模式11的区别在于电桥的不平衡范围是+/-0.25%。与模式11相同的是，通过参照电阻的电压值应该在0.1V到0.2V之间。在经过与参照电压相同的处理之前，桥阻输出电压被放大了15倍。各相位所测得的电压在表22中给出，模式Ib1的规格在表23中给出。相位测量电压输出周期1V0Toff=NK2V02 VAB+V0TAB=NK2（VAB+V0）315VCD+VOTCD=NK2（15VCD+VO）表22 Ib1模式下各相位对应测得的输出电压为了找到桥阻的不均衡值，微控制器计算，参数典型值K256 us/VV00.54V激励电桥AC VDDE与F的激励电流20mA桥电阻Rb250Rb10K电桥输出电压最大值 +/-12.5V精度10bit偏移量10uV分辨率（SF=0）700nV表23. Ib1模式下的规格说明书8.5 模式13 Brg2：电阻桥， +/-4%及2电阻器在该模式下，可以测得一个带有最大不均衡值为+/-4%的电阻桥和两个电阻值。其中一个电阻可以具有温度依赖性，所以电桥的输出可以对温度影响作修正。电桥上的电压和电流都要测量。与UTI连接的元件在图15中给出。电压值VEF是一个具有VDD的振幅和振荡器的1/4晶振频率的方波。加在Rref上的电压值应该在0.1V到0.2V之间。测量电压在表24中给出。15 传感器与UTI的连接相位测量电压输出周期1V0Toff=NK2V02 VAB+V0TAB=NK2（VAB+V0）3VCD+V0TCD=NK2（VCD+VO）4VBF+V0TBF=NK2（VBF+V0）5VEA/32+V0TEA=NK2（VEA/32+V0）表24. 模式Brg2下各个相位时的信号通过电桥的电压VEA在经过与其他被测电压同样的处理之前，被除以32。电桥非均衡VCD/VEA由以下方程得出： （6）该模式的说明书在表25中给出：参数典型值K256 us/VV00.54V激励 VEFAC VDDE与F的激励电流20mA桥电阻Rb250Rb10K电桥输出电压最大值 +/-0.2V精度VCD/VEA11bit线性VAB/VBF12bit偏移量VCD或VAB10uV分辨率（SF=0）7uV表25 Brg2模式下的规格说明书在对信号VBF进行测量时，由于UTI的内部接线对测量有影响，所以VAB/VBF的结果会有1.2%左右的误差。这个测量误差取决于电阻桥的供应电流和温度。8.6 模式14 Brg1：电阻桥， +/-0.25%及2电阻器该模式与模式13相似。图15给出了连接方式。他与模式13的区别在于它的电桥非均衡的测量范围是0.25%。电桥输出电压在被处理之前，被放大了15倍。每个相位测得的电压在表26中给出。规格书在表27中列出。在对信号VBF测量是，在对信号VBF进行测量时，由于UTI的内部接线对测量有影响，所以VAB/VBF的结果会有1.2%左右的误差。这个测量误差取决于电阻桥的供应电流和温度。相位测量电压输出周期1V0Toff=NK2V02 VAB+V0TAB=NK2（VAB+V0）315VCD+V0TCD=NK2（15VCD+VO）4VBF+V0TBF=NK2（VBF+V0）5VEA/32+V0TEA=NK2（VEA/32+V0）表26 模式Brg1下各个相位时的信号参数典型值K256 us/VV00.54V激励 VEFAC VDDE与F的激励电流20mA桥电阻Rb250Rb10K电桥输出电压最大值 +/-12.5V精度VCD/VEA10bit线性VAB/VBF12bit偏移量VCD10uV偏移量VAB10uV分辨率VCD（SF=0）700nV分辨率VAB（SF=0）7uV表27 Brg1模式下的规格说明书8.7 模式15 Potm：3 分压计，1K到25 K在该模式下，将测量三个量程为1K到50 K的分压计。分压计的连接在图16中给出。当只有一个分压计被测量时，它的滑动端，例如，结点B，C和D都应该与结点F相连。分压计上面的电压是一个具有VDD的振幅和内部振荡器1/4频率的方波。 图16 分压计与UTI的连接在该模式下，无法对内部引线造成的影响进行补偿。因此，应避免使用低阻值的分压计。表28给出了不同相位时测得的电压。规格在表29中给出。每个分压计的相对位置M给出如下： （7）相位测量电压输出周期1V0Toff=NK2V02 VEF+V0TAB=NK2（VEF+V0）3VCF+V0TCD=NK2（VCF+VO）4VBF+V0TBF=NK2（VBF+V0）5VDF+V0TEA=NK2（VDF+V0）表28 分压计各个相位时的信号参数典型值K24 us/VV05 V分压计电阻Rxi1KRxi25K精度10-3分辨率（SF=0）14位表29 分压计模式下的规格说明书11.封装图17给出了UTI晶片的焊点结构及它的SOIC封装。晶片的大小总计为31mm*21mm。图17 UTI SOIC/晶片的焊点（单位均为mm）12. 开发工具出于实际开发的需要，开发用具是有必要的。该工具可直接与个人电脑相连。其他附加的实际使用信息可以到公司网站支持中心的UTI应用注解中查寻。