运动控制系统课程教学设计.doc

!- 运动控制系统课程设计运动控制系统课程设计 !- 第第 1 章章 绪论绪论 1.1 设计目的和意义设计目的和意义 1.2 设计任务设计任务 第 2 章 双闭环直流脉宽调速系统的原理设计 2.1 方案选定 2.2 桥式可逆 PWM 变换器的工作原理 2.3 双闭环直流调速系统的静特性分析 2.4 双闭环直流调速系统的稳态结构图 第 3 章 双闭环直流脉宽调速系统的硬件电路设计 3.1 硬件结构 3.1.1 主电路 3.1.2 泵升电压限制 3.2 主电路参数计算和元件选择 3.2.1 整流二极管的选择 3.2.2 绝缘栅双极晶体管的选择 3.3 调节器参数设计和选择 3.3.1 调节器工程设计方法的基本思路 3.3.2 电流环的设计 3.3.2.1 确定时间常数 3.3.2.2 选择电流调节器结构 3.3.2.3 选择电流调节器参数 3.3.2.4 校验近似条件 3.3.2.5 计算 ACR 的电阻和电容 3.3.3 转速环的设计 3.3.3.1 确定时间常数 3.3.3.2 ASR 结构设计 3.3.3.3 选择 ASR 参数 3.3.3.4 校验近似条件 3.3.3.5 计算 ASR 电阻和电容 !- 3.3.3.6 检验转速超调量 3.3.3.7 校验过渡过程时间 3.4 反馈单元 3.4.1 转速检测装置选择 3.4.2 电流检测单元 3.5 系统动态结构图 第 4 章 系统仿真 总结 参考文献 第 1 章 绪论 电动机作为最主要的动力源和运动源之一，在生产和生活中占有十分重要 的地位。电动机的调速控制方法过去多用模拟法，随着单片机的产生和发展以 及新型自关断元器件的不断涌现，电动机的控制也发生了深刻的变化[1]。 1.1 设计目的和意义设计目的和意义 （1）、通过对电力拖动控制系统的设计，了解电力电子、自动控制原理及 电力拖动自动控制系统课程所学内容，初步具备设计电力拖动自动控制系统的 能力，为今后从事技术工作打下必要的基础。 （2）、运用《电力拖动控制系统》的理论知识设计出满足任务书要求的直 流调速系统，通过建模、仿真验证理论分析的正确性。 1.2 设计任务设计任务 （1）总体方案的确定； （2）主电路原理及波形分析、元件选择、参数计算； （3）系统原理图、稳态结构图、动态结构图； （4）电流环、转速环的参数的设计； （5）根据电流环、转速环的参数构建仿真模型； （6）进行 MATLAB 仿真； !- 第第 2 2 章章 双闭环直流脉宽调速系统的原理设计双闭环直流脉宽调速系统的原理设计 2.12.1 方案选定方案选定 直流双闭环调速系统的结构图如图 1 所示，转速调节器与电流调节器串极联结， 转速调节器的输出作为电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制 PWM 装置。其中脉宽调制变换器的作用是：用脉冲宽度调制的方法，把恒定 的直流电源电压调制成频率一定、宽度可变的脉冲电压序列，从而可以改变平 均输出电压的大小，以调节电机转速，达到设计要求。 总体方案简化图如图 1 所示。 ASRACRPWM β R 1/Ce α Un*Ui*n Id - - 图 1 双闭环调速系统的结构简化图 用双闭环转速电流调节方法，虽然相对成本较高，但保证了系统的可靠性 能，保证了对生产工艺的要求的满足，既保证了稳态后速度的稳定，同时也兼 顾了启动时启动电流的动态过程。在启动过程的主要阶段，只有电流负反馈， 没有转速负反馈，不让电流负反馈发挥主要作用，既能控制转速，实现转速无 静差调节，又能控制电流使系统在充分利用电机过载能力的条件下获得最佳过 渡过程，很好的满足了生产需求。 2.2 桥式可逆 PWM 变换器的工作原理 脉宽调制器的作用是：用脉冲宽度调制的方法，把恒定的直流电源电压调制 成频率一定宽度可变的脉冲电压序列，从而平均输出电压的大小，以调节电机 转速。 !- 桥式可逆 PWM 变换器电路如图 2 所示。这是电动机 M 两端电压的极性随 AB U 开关器件驱动电压的极性变化而变化。 MG MOT OR DC VT1 VT2 VD1 VD2 VT3 VT4 VD3 VD4 Ug1 Ug2 Ug3 Ug4 Us 图 2 桥式可逆 PWM 变换器电路 2.3 双闭环直流调速系统的静特性分析 由于采用了脉宽调制，电流波形都是连续的，因而机械特性关系式比较简单， 电压平衡方程如下 . d sd di URiLE dt (0) on tt  d sd di URiLE dt () on ttT  按电压平衡方程求一个周期内的平均值，即可导出机械特性方程式，电枢两端 在一个周期内的电压都是，平均电流用表示，平均转速， ds UU d I/ e nE C 而电枢电感压降的平均值在稳态时应为零。于是其平均值方程可以写成 d di L dt sdde URIERIC n 则机械特性方程式 0 s dd eee URR nInI CCC   2.4 双闭环直流调速系统的稳态结构图 !- 首先要画出双闭环直流系统的稳态结构图如图 4 所示，分析双闭环调速系 统静特性的关键是掌握 PI 调节器的稳态特征。一般存在两种状况：饱和——输 出达到限幅值；不饱和——输出未达到限幅值。当调节器饱和时，输出为恒值， 输入量的变化不再影响输出，相当与使该调节环开环。当调节器不饱和时，PI 作用使输入偏差电压在稳态时总是为零。 图 3 双闭环直流调速系统的稳态结构框图 实际上，在正常运行时，电流调节器是不会达到饱和状态的。因此，对于 静特性来说，只有转速调节器饱和与不饱和两种情况。 为了获得近似理想的过度过程，并克服几个信号综合于一个调节器输入端 的缺点，最好的方法就是将被调量转速与辅助被调量电流分开加以控制，用两 个调节器分别调节转速和电流，构成转速、电流双闭环调速系统。所以本文选 择方案二作为设计的最终方案。如图 4 为双闭环直流调速系统原理. 图 4 双闭环直流调速系统原理图 !- 第第 3 3 章章 双双闭环直流脉宽调速系统的硬件电路设 计 3.1 硬件结构 双闭环直流调速系统主电路中的 UPE 是直流 PWM 功率变换器。系统的特 点：双闭环系统结构，实现脉冲触发、转速给定和检测。由软件实现转速、电 流调节，系统由主电路、检测电路、控制电路、给定电路、显示电路组成。 3.1.1 主电路 主电路由二极管整流器 UR、PWM 逆变器 UI 和中间直流电路三部分组成， 一般都是电压源型的，采用大电容 C 滤波，同时兼有无功功率交换的作用。 可逆 PWM 变换器主电路有多种形式，最常用的是桥式（亦称 H 形）电路， 如图 5 为桥式可逆 PWM 变换器。本设计用的是双极性控制的可逆 PWM 变换器。 图 5 桥式可逆 PWM 变换器 图 6 为双极式控制时的输出电压和电流波形。相当于一般负载的情况， 1 id 脉动电流的方向始终为正；相当于轻载情况，电流可在正负方向之间脉动， 2 id 但平均值仍为正，等于负载电流。 !- 图 6 双极式控制时的输出电压和电流波形 双极性控制可控 PWM 变换器的输出平均电压为 s on s on s on U T t U T tT U T t ) 1 2 ( Ud    转速反馈电路如图 7 所示，由测速发电机得到的转速反馈电压含有换向纹波， 因此也需要滤波，由初始条件知滤波时间常数。根据和电流环一样0.012s on T 的道理，在转速给定通道上也加入相同时间常数的给定滤波环节。 !- R0/2R0/2 R0/2R0/2 Rn Rbal Cn Con Con Ui* Un* -Un 图 7 转速反馈电路 3.1.2 泵升电压限制 当脉宽调速系统的电动机减速或停车时,储存在电机和负载传动部分的动能 将变成电能，并通过 PWM 变压器回馈给直流电源。一般直流电源由不可控的整 流器供电，不可能回馈电能，只好对滤波电容器充电而使电源电压升高，称作 “泵升电压”。如果要让电容器全部吸收回馈能量，将需要很大的电容量，或 者迫使泵升电压很高而损坏元器件。在不希望使用大量电容器（在容量为几千 瓦的调速系统中，电容至少要几千微法）从而大大增加调速装置的体积和重量 时，可以采用由分流电阻 R 和开-关管 VT 组成的泵升电压限制电路，用 R 来 消耗掉部分动能。R 的分流电路靠开个器件 VT 在泵升电压达到允许数值时接 通。 3.2 主电路参数计算和元件选择 主电路参数计算包括整流二极管计算，滤波电容计算、功率开关管 IGBT 的选 择及各种保护装置的计算和选择等。 3.2.1 整流二极管的选择 根据二极管的最大整流平均 和最高反向工作电压 分别应满足： f I R U （A）3 . 32/61 . 121 . 1I )(f  AVo I （V）17111021 . 121 . 1U 2R U 选用大功率硅整流二极管，型号和参数如下所示： !- 型号 额定正向平 均电流 （A) f I 额定反向峰 值电压 URM（V) 正向平均压 降 （V) F U 反向平均漏 电流 R I （mA) 散热器型号 ZP10A10200~20000.5~0.76SZ14 在设计主电路时，滤波电容是根据负载的情况来选择电容 C 值，使 RC（3~5） T/2，且有 （V)9495 . 0 1109 . 0U maxd  ，即 C15000uF2.00.51C2 故此，选用型号为 CD15 的铝电解电容，其额定直流电压为 400V，标称容量为 22000uF。 3.2.2 绝缘栅双极晶体管的选择 最大工作电流Imax≈2Us/R=2*122/2=122(A) 集电极－发射极反向击穿电压 ≥(2～3)Us=244～366v）（ CEO BV）（ CEO BV 3.3 调节器参数设计和选择 3.3.1 调节器工程设计方法的基本思路 先选择调节器的结构，以确保系统稳定，同时满足所需要的稳态精度。再 选择调节器的参数，以满足动态性能指标。 设计多环控制系统的一般原则是：从内环开始，一环一环地逐步向外扩展。 在这里是：先从电流环人手，首先设计好电流调节器，然后把整个电流环看作 是转速调节系统中的一个环节，再设计转速调节器。 3.3.2 电流环的设计 额定力矩为 4.9Nm，电枢电阻 Ra=1.64，电枢回路总电感 L=10.2mH，额定 电流=6A，额定电压=110V。nomInomU 调速系统的最小负载电流=1A，电源电压=122V。=1000r/min，电枢回oIsU 路总电阻 R=2Ω,电流过载倍数 λ=2。 如图 8 为电流环结构图 !- 图 8 电流环结构图 3.3.2.1 确定时间常数 rV n IRU C N NaN e min/1 . 0 1000 664 . 1 110      s CC RGD T me m 08 . 0 301 . 0375 25 . 1 375 2 2      s R L Tl005 . 0 2 102 .10 3     （1）脉宽调制器和 PWM 变换器的滞后时间常数与传递函数的计算PWMT 开关频率 f 选为 4.4kHz。 于是开关周期 1 0.23PWMTms f  脉宽调制器和 PWM 变换器的放大系数为 * 110 11 10 d PWM i U K U  于是可得脉宽调制器和 PWM 变换器的传递函数为 11 ( ) 10.000231 PWM PWM PWM K WS Tss   !- （2）电流滤波时间常数 取 0.5ms oiT （3）电流环小时间常数 0.230.50.73iPWMoiTTTmsmsms 3.3.2.2 选择电流调节器结构 根据设计要求，，而且 %5%i /5.1/0.736.9910liTT 因此可以按典型 I 型系统设计 电流调节器选用 PI 型，其传递函数为 * 1 ( ) i ACRi i s WsK s     3.3.2.3 选择电流调节器参数 0.0051ilTs 要求时，应取，因此 %5%i0.5IiKT 11 0.50.5 684.93 0.00073 I i Kss T    又 * 10 0.833/ 2 6 im N U VA I     于是 684.93 0.0051 2 0.76 0.833 11 i iI PWM R KK K      3.3.2.4 校验近似条件 1 684.93ciIKs   （1）要求，现。 1 3 ci PWMT  11 11 s1449.3 33 0.00023 ci PWM s T     （2）要求，现。 1 3ci mlT T  11 11 3349.5 0.08 0.0051 ci ml ss T T     （3）要求， 11 3 ci PWMoiTT  现。 1 1111 982.95 330.00023 0.0005 ci PWMoi s TT     可见均满足要求。 3.3.2.5 计算 ACR 的电阻和电容 取=40k，则 0R !- ，取 00.76 4030.4iiRKRk30iRk 6 0.0051 100.17 30000 i i i CFF R   6 3 0 44 0.0005 100.05 40 10 oi oi T CFF R     按照上述参数，电流环可以达到的动态指标为，故满足设计 4.3%5% i  要求。 3.3.3 转速环的设计 3.3.3.1 确定时间常数 （1）电流环等效时间常数为22 0.000730.00146s i T （2）取转速滤波时间常数 0.005 on Ts （3） 20.001460.0050.00646 nion TTTsss   3.3.3.2 ASR 结构设计 根据稳态无静差及其他动态指标要求，按典型 II 型系统设计转速环，ASR 选用 PI 调节器，其传递函数为 1 ( ) n ASRn n s WsK s     图 9 速度环结构图 3.3.3.3 选择 ASR 参数 取 h=5，则 5 0.006460.0323nnhTss  22 222 16 2875.5 22 25 0.00646 N n h Kss h T      则 (1)6 0.833 0.09016 0.103 35.92 22 5 0.01 2 0.00646 em n n hC T K h RT         3.3.3.4 校验近似条件 !- 1 2875.5 0.032392.88 cnNn Ks   （1）要求，现。 1 5 cn i T    1 11 273.97 55 0.00073 cn i s T      （2）要求， 11 32 cn ion T T    现 11 1111 123.4s 3232 0.00073 0.005 cn ion s T T      可见均能满足要求。 3.3.3.5 计算 ASR 电阻和电容 取，则 0 40Rk ，取 1440 0 35.92 401436.8n n RK Rkk  k ，取 0.1 6 3 0.0323 100.022 1440 10 n n n CFF R   F 6 3 0 44 0.005 100.5 40 10 on on T CFF R     3.3.3.6 检验转速超调量 max n% () 2() Nn bNm CnT z CnT     当 h=5 时，，而， max %81.2% b C C   6 2 133.1 minmin 0.09016 N N e I R rr n C   因此 133.10.00646 %81.2% 2 10.16714.8%15% 10000.103 n   可见转速超调量满足要求。 3.3.3.7 校验过渡过程时间 空载起动到额定转速的过渡过程时间 12 0.09016 0.103 1000 0.390.5 2 2 6 emN s N C T n TTTss R I     可见能满足设计要求。 3.4 反馈单元 3.4.1 转速检测装置选择 !- 选测速发电机 永磁式 ZYS231/110 型，额定数据为 P=23.1W，U=110V，I=0.21A，n=1900r/min。 测速反馈电位器 RP2 的选择 考虑测速发电机输出最高电压时，其电流约为 额定值的 20%，这样，测速发电机电枢压降对检测信号的线性度影响较小。 测速发电机工作最高电压 V n Un U TN TNN TM 89.57 1900 1101000    测速反馈电位器阻值   1378 21 . 0 2 . 0 89.57 %20 1 TN TM RP I U R 此时 RP2 所消耗的功率为 WIUP TNTMRP 4 . 221 . 0 2 . 089.57%20 1  为了使电位器温度不要很高，实选瓦数应为消耗功率的一倍以上，故选 RP2 为 4W，取 2000。 3.4.2 电流检测单元 本系统要求电流检测不但要反映电枢电流的大小而且还要反映电流极性，所以 选用霍尔电流传感器。 3.5 系统动态结构图 系统动态结构图如图 10 所示。 图 10 系统动态结构图 图中和分别表示转速调节器和电流调节器的传递函数，为了引( ) ASR WS( ) ACR WS 出电流反馈，在电动机的动态结构框图中必须把电流显露出来。电机的启动 d I 过程中转速调节器经历了饱和、退饱和、不饱和三种状态。 !- 第 4 章 系统仿真 系统空载启动并在 2.5s 加载情况下的仿真图如图 所示，仿真波形如图 所示。 系统正反转仿真如图 11 所示。 图 11 电机正反转时仿真图 !- 图 12 上图电流波形，下图转速波形 图 13 上：给定电流，中：电流转速，下：电流调节器输出 从图 12 可以看出，带载启动时转速到达稳态时间比空载时长，系统从正转启动 到反转运行过程中，图 12 表示的转速和电枢电流对转速给定 Un*的响应波形。 在仿真中取电流的过载倍数为 2，因此电机的正转启动和制动、反转启动过程 中始终保持着最大电流 12A 左右。在正反转转速达到额定值 1000r/min 后，电 流绝对值下降为 6A 左右。图 13 给出了电流给定波形、电流反馈波形和电流调 节器输出波形，图 14 为速度给定信号、速度反馈波形和速度调节器输出波形。 图 13 中电流调节器输出信号 Ucd 的波动反映了电流调节器的作用，不同的电流 调节器参数其 Ucd 的波动情况不同，Ucd 的变化使变流器的脉宽随之调整，输 出电压值也随之变化，使电流保持不变。 !- 图 14 上：转速给定，中：转速反馈信号，下：转速调节器输出波形 总结 4、参考资料 （1）、电力拖动自动控制系统 陈伯时 机械工业出版社 2006.5 （2）、电力电子技术（第 4 版） 王兆安 黄俊 机械工业出版社 2008.4 （3）、电力电子、电机控制系统的建模和仿真 洪乃刚 机械工业出版社 2010.2