基于DSP的无刷直流电机控制系统的设计(共62页).doc

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1、精选优质文档-倾情为你奉上基于DSP的无刷直流电机控制系统的设计摘 要本文围绕无位置传感器无刷直流电机(BLDCM)控制系统设计中的几个关键技术-位置检测、起动和控制方法进行了深入的研究，对无位置传感器无刷直流电机运行方式进行了全面的分析，在此基础上提出了瞬时状态检测与预测估计相结合的转子位置检测新方法，并通过“三段式”方法实现起动。为了提高系统的调速性能，控制方法采用了转速、电流双闭环。控制系统设计采用TI公司TMS320LF240x系列的DSP芯片作为控制核心。借助于DSP强大的处理能力和丰富的外设，整套系统省去了以往复杂的硬件电路，采用结构更加合理的软件，实现了系统的大部分功能，从而提高

2、了系统的可靠性。实验结果表明，电机起动快速、稳定，具有较宽的调速范围。同时，该系统还具有结构简单、可靠性高等特点，具有广泛的应用前景。关键词：无位置传感器；无刷直流电机；位置检测；闭环控制；数字信号处理器；起动Design of Brushless DC motor Control system based on DSPAbstractThis paper mainly study some pivotal techniquesposition detection , start and control method, which surrounds brushless DC motor (B

3、LDCM) without position sensor control systems design. On base of analyzing and studying the run mode of BLDCM, we present a new rotor position detection method which was instantaneous state detection combined with state predict , and use three sect start method . In order to improve the speeding per

4、formance, we adopt the two closed-loop control strategy of speed and current. The MCU of system is the TMS320LF2402 DSP chip. In virtue of powerful processing capacity and plenty peripherals of DSP, the system adopt more reasonable software structure instead of the former complicated hardware circui

5、t, and get better dependability.Experimental results show that the motor start fast and stable with wider area of speeding. This BLCDM control system has the characteristic of simple structure, high dependability, and can be used in many fields.Keywords: Sensor less；Brushless DC motor；Position detec

6、tion；Closed-loop control；Digital signal processing (DSP)；Start目 录专心-专注-专业第1章 绪 论1.1 研究背景一个多世纪以来，电动机作为机电能量转换装置，一直在现代化的生产和生活中起着十分重要的作用。无论是工农业生产、交通运输、国防、航空航天、医疗卫生、商务与办公设备，还是日常生活中的家用电器，都大量地使用着各种各样的电机。据资料统计，现在有90%以上的动力源来自于电动机，我国生产的电能大约有60%用于电动机。电动机与人们的生活息息相关，密不可分。电动机主要分为同步电机、异步电机和直流电动机三种类型，其容量小至几瓦，大到上万千瓦

7、。众所周知，直流电动机具有运行效率高、调速性能好等诸多优点，但传统的直流电动机均采用电刷，以机械方法进行换向，因而存在相对的机械摩擦，由此带来了噪声、火花、无线电干扰以及寿命短等弱点，再加上制造成本高及维修困难等缺点，大大限制了它的应用范围。为了克服机械换向带来的缺点，以电子换向取代机械换向的无刷电机应运而生。1955年美国D.Harrison等人首次申请了用晶体管换向电路代替机械电刷的专利，标志着现代无刷电动机的诞生，而电子换向的直流无刷电动机真正进入实用阶段，是在1978年的MAC经典直流无刷电动机及其驱动器的推出之后。二十多年以来，随着永磁新材料、微电子技术、自动控制技术以及电力电子技术

8、特别是大功率开关器件的发展，直流无刷电动机得到了长足的发展12直流无刷电动机因其电枢绕组驱动电流形状的不同而分为两种类型: 一种是方波永磁同步电动机，其电枢驱动电流为方波(梯形波)，通常被称为无刷直流电机(Brushless DC Motor-BLDCM); 另一种是正弦波永磁同步电动机，其电枢驱动电流为正弦波，常称为无刷同步电机(Permanent Magnet Synchronous Motor-PMSM)3。与PMSM相比，BLDCM具有明显的优越性，反馈装置更简单，功率密度更高，输出转矩更大，控制结构更为简单，使电机和逆变器各自的潜力得到充分的发挥。因此，无刷直流电机的应用和研究受到了

9、广泛的重视，凭其技术优势在许多场合取代了其它种类的电动机。传统的永磁无刷直流电机需要一个附加的位置传感器向驱动电路提供必要的换向信号，它的存在给直流无刷电机的应用带来很多不便。首先，位置传感器会增加电机的体积和成本;其次，连线众多的位置传感器会降低电机运行的可靠性，即便是现在应用最为广泛的霍尔传感器，也存在一定程度的磁不敏感区;再次，在某些恶劣的工作环境中，如在密封的空调压缩机中，由于制冷剂的强腐蚀性，常规的位置传感器根本就无法使用。此外，传感器的安装精度还会影响电机的运行性能，增加生产的工艺难度4。针对位置传感器所带来的种种不利影响，近一二十年来，永磁无刷直流电机的无位置传感器控制一直是国内

10、外较为热门的研究课题。无刷直流电动机因其具有节能、低噪声、体积小和调速性能好等优点,特别适合于电冰箱、空调等家用电器。但无刷直流电机的控制算法复杂、监控软件编写难以及硬件成本偏高等实际问题限制了其发展。为了解决这一矛盾，近几年国外一些大公司纷纷推出比MCU性能更加优越的DSP (数字信号处理器)单片电机控制器，如ADI公司的ADMC3xx系列，TI公司的TMS320C24系列及Motorola公司的DSP56F8xx系列。它们都是将一个将DSP内核配以电机控制所需的外围功能电路集成在单一芯片内，使设计的硬件成本大大降低且体积缩小、使用便捷。DSP具有强大的运算能力，和普通的MCU相比，运算及处

11、理能力增强了1050倍，因此在其控制策略中可以使用先进的实时算法，如Kalmar滤波、自适应控制、模糊控制和神经元控制等，从而可以进一步提高系统的控制精度性和实时性。DSP构成的运动控制系统可满足各种场合的需求，这将是运动控制系统实现技术的发展方向。特别在电冰箱、洗衣机、空调等家用电器领域及工业变频控制领域，DSP控制器以其结构紧凑、使用便捷、可靠性高、功能强和成本低等优势而被广泛使用。我国在永磁无刷直流电机的无位置传感器控制方面的研究也十分活跃。近几年来，基于DSP控制器的无位置传感器无刷直流电机控制系统的研究取得了很多成果，但是这方面的技术还不是很成熟，没有形成系列产品，主要采用国外成熟的

12、系统。所以，基于DSP的无位置传感器无刷直流电机控制系统的研究具有很重要的现实意义和应用前景。本课题研究的控制系统以TI公司的TMS320LF2402A为控制核心，实现了对无位置传感器无刷直流电机的驱动和精确调速，并将电冰箱专用压缩机作为控制对象进行了试验，证明了系统的可行性和有效性。1.2 研究内容本文主要研究无位置传感器无刷直流电机控制系统的设计及其实现。针对控制系统设计中的难点，对其中的几个关键技术进行了深入的研讨，主要包括以下几个方面:1.2.1 转子位置检测技术的研究无刷直流电机的运行是通过驱动桥功率器件随转子的不同位置相应地改变触发组合状态来实现的，因此准确检测转子的位置并根据转子

13、位置准时切换功率器件的触发组合状态是控制无刷直流电机正常运行的必要条件5。如何克服反电动势法中电机起动困难，如何实现对电机转速的精确控制以及扩大电机调整范围都是值得研究的问题，而这些问题归根结底是要研究在无位置传感器无刷直流电机控制中如何精确的检测到转子位置，因而研究转子位置检测技术是本文一个重要的研究内容。1.2.2 起动方法的研究对于有位置传感器的无刷直流电机来说，顺利起动是不存在什么问题的。但对于利用反电势进行位置检测的无位置传感器无刷直流电机来说，由于静止及低速运行时电机产生的反电动势很微弱，难以正确检测到，因此无位置传感器无刷直流电机的顺利起动成了控制无位置传感器的无刷直流电机的重要

14、问题。无位置传感器的无刷直流电机的起动必须解决两个问题:一是静止启动的问题;二是同步切换的问题6。因此，寻找一种有效的起动方法，使电机在静止状态下可以平稳起动，是我们要研究的一个问题。1.2.3 电机控制方法的研究在解决了转子位置检测和起动问题后，电机就可以顺利的运行，但这对于 一个控制系统而言是远远不够的。控制精度、稳定性和抗干扰能力是衡量系统整体性能高低的重要因素，而要使系统有较高的控制精度和稳定性，较强的抗干扰能力，采用合适的控制方法至关重要7。因此，在准确检测到转子位置和顺利起动的前提下，选择一种高效的控制方法是我们要研究的另一个问题。1.3 本人在课题中承担的工作在“基于DSP的无刷

15、直流电机控制系统”研究过程中，本人对无位置传感器无刷直流电机的位置检测、起动和双闭环控制等关键技术进行了深入的讨论和研究，并将其应用到所开发的控制系统中。本人主要参与该项目的方案论证、总体设计协调、硬件设计及调试和控制软件的编写调试工作，负责完成无刷直流电机控制系统的控制软件编写调试、部分硬件设计和系统软硬件的联调。第2章 系统总体方案设计2.1 系统总体构成在系统总体方案设计中，根据功能将系统划分为滤波整流电路、变压电路、驱动电路、驱动桥电路、DSP主控电路、面板控制电路、电流检测电路、转子位置检测电路和无刷直流电机(BLDCM)几个模块，如图2.1所示。图2.1 系统总体框图系统的核心是D

16、SP主控电路模块，该模块主要负责产生电机驱动波形、与控制面板通信、处理由电流检测电路和转子位置检测电路送来的反馈信号并控制电机的运动状态。系统前端的整流滤波电路主要是将交流电整流成直流电滤波后给驱动桥电路供电；变压电路是将交流电经过变压器变压，整流滤波后为控制板内各芯片供电; 面板控制电路模块主要是通过控制面板与DSP通信，起到控制电机起动、停止、正反转的作用，此外还可以通过面板上的键盘设置一些控制参数、电机转速等并显示一些DSP送来的信息; DSP送出的驱动信号则是通过驱动电路输入到驱动桥电路，以达到驱动电机的目的; 转子位置检测电路模块是电机三相反电动势检测电路，其产生的信号送入DSP来确

17、定电机转子位置，从而决定电机下一时刻的驱动方式;电流检测电路是对电流进行采样，为电流环的控制提供当前时刻的电流值，从而实现双闭环控制。2.2 无刷直流电机数学模型BLDCM 的特征是反电动势为梯形波，这意味着定子和转子间的互感为非正弦的，由于方程适用于气隙磁场为正弦分布的电动机，因此将BLDCM三相方程变换为方程是比较困难的。而直接利用电动机原有的相变量(即a-b-c坐标系)来建立数字模型却比较方便8。以二相导通星形三相六状态为例，分析无刷直流电机的数学模型及电磁转矩等特性。为简化分析，假设:(1)相绕组完全对称，气隙磁场为方波，定子电流、转子磁场分布皆对称;(2)忽略齿槽、换相过程和电枢反应

18、等的影响;(3)电枢绕组在定子内表面均匀连续分布;(4)磁路不饱和，不计涡流和磁滞损耗。三相绕组的电压平衡方程可表示为: (2.l)式中， 为定子相绕组电压，V; 、为定子绕组电流，A; 、为定子相绕组电动势，V; L为每相绕组的自感，H; M 为每两相绕组间的互感，H; P为微分算子，=/ 。 A相方波电流和梯形波反电动势如图2.2所示。 图2.2 A相方波电流和梯形波反电动势波形三相绕组为星形连接，且没有中线，则有: （2.2）且 （2.3）将式(2.2)和式(2.3)代入式(2.1)，到电压方程为: (2.4)定子绕组产生的电磁转矩万程为： (2.5)运动方程为： (2.6)式中，为电磁

19、转矩，为负载转矩，为阻系数，为电机机械转速,为电机的转动惯量。2.3 转子位置检测方法的选择所谓的无位置传感器控制，即无机械的位置传感器控制。在电机运转的过程中，作为逆变桥功率器件换向导通时序的转子位置信号仍然是需要的，只不过这种信号不再由位置传感器来提供，而应该由新的位置信号检测措施来代替，即以提高电路和控制的复杂性来降低电机的复杂性。所以，目前永磁无刷直流电机无位置传感器控制研究的核心和关键就是架构一个转子位置信号检测线路，从软硬件两个方面来间接获得可靠的转子位置信号，借以触发导通相应的功率器件，驱动电机运转。无刷直流电机无位置传感器的位置估计方法大体上可以分为以下五种: 反电势法、电流法

20、、磁链估计法、状态观测器法和人工智能方法。前四种方法的研究相对比较成熟，且已得到一定范围的应用。而采用人工智能方法估计转子位置的研究则刚刚处于起步阶段。下面将分别对其进行介绍。2.3.1 反电势法反电势法是目前最常用的一种检测转子位置信号的方法，它利用电机旋转时各相绕组内反电势(EMF)信号控制换向。反电势检测主要有三种方法:过零点法、积分法和锁相环法91. 过零点法反电动势过零点检测法是目前技术最成熟，实现最简单，应用最广泛的转子位置检测方法，尤其是在家电领域。这种方法的基本原理是:在无刷直流电机稳态运行时，忽略电机电枢反应影响的前提下，通过检测“关断相”(逆变桥上下功率器件皆处于关断的那一

21、相)的反电势过零点，依次获得转子的六个关键位置信号，并以此作为参考依据，轮流触发导通六个功率管，驱动电机运转。这种方法用低通滤波器和电压比较器所组成的电子电路取代了传统的机械位置传感器，获得转子位置信号。这种方法也有它自身的弱点起动困难和误差补偿。当电机静止时或转速较低时，反电势为零或很小，很难通过反电势过零点检测来得到正确的位置信号，故这种方法使得电机起动困难，此外，因为反电势过零检测法忽略了电枢反应对气隙合成磁场的影响，所以在原理上就存在一定的误差。显然，当反电势过零点和气隙合成磁场(转子励磁磁场和定子电枢反应磁场的合成)匝链电枢绕组所产生的总感生电势过零点不重合时，就会产生转子位置误差，

22、且反电势系数越小或电机转速越低，误差就越大，所以在反电势法的永磁无刷直流电机的无位置传感器控制中，必须要有一定的误差补偿措施。2. 反电势积分法反电势积分法是通过对电机不导通相绕组反电动势的积分信号获得转子位置信息10。当关断相的反电动势过零点时开始对其绝对值进行积分，当积分值达到一个设定的阈值时停止积分，此时获得转子位置，对应于定子绕组的换流时刻，高速时为提高电机转矩，改变阈值可以实现换流角超前控制。因为低速时反电动势信号很弱，这种方法也需要采用开环起动方式。逆变桥中功率器件的开关噪声影响这种方法的低速特性11。3. 锁相环法锁相环法是通过每隔一个磁状态，锁定未导通相绕组的反电势波形，以决定

23、逆变器下一个开关的准确导通时刻。数字锁相环(DPLL)技术包含有反电动势检测、环路滤波、可控电压振荡器和分频器，经过数字锁相环的端电压信号降低或消除了各种噪声，可以得到较为理想的反电动势信号12。2.3.2 电流法针对反电势检测带来的问题，如速度变化、电机换向、低通滤波以及定子电阻电感的存在使得依赖端电压的测量估算转子位置信号的准确性和精确性都受到不同程度的影响。而这些因素对电流的影响相对较小，且相电流和霍耳信号理想情况下是同相位的，与之对应出现了根据电机相电流信号来估计转子位置信息，进而控制无刷直流电机的换向方法，如直接电流检测法和续流二级管法等。 1. 直接相电流检测为获得接近精确的转子位

24、置信号，受相电流信号和霍耳元件信号同相位的启发，文献13从电流的角度出发，通过相电流的检测电路来获取转子位置信号。下面对直接相电流检测估计转子位置的方法作简要的说明。由无刷直流电机的数学模型电压方程(2.4) (见2.2节)可知，电机换向的角度可表示为:。速度的变化直接影响电机相电压，电机反电动势和转子磁通的关系可用式子表示，N为定子绕组绕线匝数; 该式说明了转子磁链和电机反电动势是不同相位。而定子自感、反电动势和电流间的关系可用式表示，则得；再通过一个采样周期的有限积分可以得到，由此可以看出转子磁链和电流是同相位的。因此，可以通过检测电流信号获得转子位置信息。这种位置估计方法依赖于电流检测的

25、精度，运行范围较小，可保证电机在6963174r/min范围内有效运行。2. 续流二级管法续流二极管法又称“第三相导通法”，它是通过反并联于逆变桥功率开关管上续流二极管导通与关断状态的检测来确定转子位置的。这种方法适用于120导通、三相六拍方波驱动的永磁无刷直流电机14。续流二级管法其本质还是反电势法，只是在“断开相”反电势过零点检测上有了一定的改变。这种改变在一定程度上能够拓宽电机的调速范围，尤其是能拓宽电机调速的下限，因为续流二级管的导通压降很小，只要 即可，而VCE和VF通常都很小。在有些应用场合，电机的最低转速甚至能小于100r/min。但这种方法也有较大的不足: (1)它要求逆变器必

26、须工作在上下功率器件轮流处于PWM斩波方式，控制的难度较大; (2)它必须从软、硬件两个方面去除二极管续流导通的无效信号和因毛刺干扰而产生的误导通信号; (3)这种方法也存在着较大的误差，当转速较低时，VCE、VF和反电势相比就不可忽略，因忽略而造成的误差应有一定的相位补偿措施。正因为以上的缺点和不足，这种方法现在国内应用并不是很广泛。2.3.3 磁链估计法电机磁链信号和转子位置直接相关，因此可以通过转子磁链的值来确定其位置信号。但电机转子磁链不能直接检测得到，为了获得电机转子磁链值，必须先测量电机的相电压和电流，再结合电阻值，计算磁链值。磁链估计法是利用测量定子电压和电流而估算出磁链，再根据

27、磁链与转子位置的关系估计出转子的位置。Ertugrul等人所介绍的算法包含有两个电流环结构，内环矫正磁链的估计值，外环调整位置估计值，这种方法有较高的准确度，受测量误差和电机参数变换的影响也很少，对包括从静止起动在内的宽调速范围内，这种方法都可以准确的检测到转子位置。2.3.4 状态观测器法状态观测器法即转子位置计算法，是将电机三相电压、电流作坐标变换，在派克方程的基础上估算出电机转子位置的一种方法15，这种方法近年来国外提得较多。这种方法检测转子位置信号的基本原理是: 将电机在a-b-c坐标系下的三相实测相电流和相电压转换到代表转子假想位置的坐标系下(两坐标系的角度差为)，再根据该坐标系下的

28、电流由派克方程计算出三相电压值，比较这一电压和前面经转换所得电压的差值，就可得函数关系。经推导可发现: 当时，故可采用状态观测器来观测，从而获得，即转子位置信号。状态观测器法一般只适用于感应电势为正弦波的永磁无刷直流电机，且计算繁琐，对微机性能要求较高。所以这种方法尽管在八十年代末就有人提出，国外发表的相关文章也很多，但应用却不是很广泛。只是到了近年，由于单片机技术的发展，特别是高性能微处理器DSP(数字信号处理器)的应用和推广，该方法才有了一定的应用场合。国外已有人采用TMS320C31、TMS320C30、ADMC330等DSP芯片实现了该种方法的永磁无刷直流电机无位置传感器控制。2.3.

29、5 人工智能方法人工智能技术具备一定的智能行为，能够产生合适的求解问题的响应。随着人工智能技术的蓬勃发展和研究的深入，很多学者己经尝试着将人工智能的方法应用于电机控制16 17 。近年来，随着实现手段 (如单片机和DSP)的功能不断强大，各种智能控制方法得以容易地实现。利用模糊控制或神经网络控制策略来建立相电压、电流和转子位置之间的相互关系，基于检测到的电压和电流信号来估算转子位置信息。可以直接检测电机相电压和相电流，通过神经网络的训练后可以估计出磁链向量从而获得转子磁极位置。虽然人工智能方法将是未来的一种发展方向，但是离实际应用还存在一定的距离。综合考虑系统的可靠性、技术成本和成熟性等问题，

30、本系统位置检测采用反电势过零点检测法，将瞬时状态检测和预测估计相结合来检测转子的位置，从而控制无刷直流电机的换向。2.4 起动方法的选择山于本系统采用了反电势过零点的转子位置检测方法，从而电机的顺利起动也成了一个要研究的问题。由于无刷直流电机在静止的时候没有感应电动势，因此这种控制方式无法实现自起动，它的起动需要单独设计18。下面将介绍日前流行的一些起动力法，比较了它们的优缺点和它们各自的适用场合。从而确定在本系统中要采用的起动方法。2.4.1 硬件起动电路在无位置传感器无刷直流电机控制中，可以设计一个专门的起动电路来产生电机的起动信号。起动电路框图如图2.3所示。图2.3 起动电路框图硬件起

31、动电路中。电路通电后，电容上的电压缓慢提升，此电压加到压控振荡器的输入端，压控振荡器的输出经分频后作为时钟信号加到环行分配器上，环行分配器输出的信号转换成换相逻辑信号加在功率放大电路上，控制绕组的导通。同时，加到PWM电路的输入端作为调制信号，使PWM信号占空比随变化，控制绕组导通的脉冲宽度,这样随着的上升，加到绕组上的电压与频率逐渐上升，驱动电机运行。另外，将与设定的阈值进行比较，当达到一定数值后，即电机转速达到一定数值后，经逻辑电路将电机切换到无刷直流电机运行状态。采用这种起动方式，电机可以实现升频升压起动，并可在一定的负载下起动，起动条件也不苛刻，是一种较成功的起动方式。但是这种起动方式

32、的最大缺点就是附加的起动电路加大了电机的尺寸，对于广泛应用于微型电机中的无刷直流电机是个不小的障碍，而且对电机的可靠性也有所降低。2.4.2 预定位起动方式起动为了克服硬件起动电路的缺陷，在电机控制中，有很多的设计是采用软件起动的方式来实现的。在反电动势检测法中，传统的软件起动方式为预定位起动，即预先对A相、C相绕组通电，B相绕组断电，延时使电机转子定位于磁极中心线A相绕组轴线重合的位置并停止摆动后，再使B相、C相绕组通电，A相绕组断电，转子磁极中心线在磁场力的作用下，从A相绕组轴线向B相绕组轴线位置转动，这样，使三相绕组依次导通截止。当转子达到一定速度后，就能够在定子绕组中感应出足够大的电动

33、势，这时就可以选择合适的时机将电路转换到反电动势换向工作状态，完成了电机的起动19 。在这种起动方式下，切换时间需要进行离线计算。计算的参数需要知道电机起动的时候的制动和持续的规矩。在电机的系统中有: (2.7)式中 系统的转动惯量 转 子的转动角度 各种转矩由式 (2.7)可以看出，电机起动时候所有的转矩都要知道，而且转矩的和必须作为一个可以计算的恒定的量。而J是电机惯量，这个量可以通过对电机的外接负载特性来计算。通过这个方程就可以得出电机起动的换相时间。即: (2.8)式( 2.8 )中 ，是起动换相时间，J是转动惯量，是代表所有的外界转矩。得出了这个换相时间以后，再除以反电动势的扫描周期

34、，把结果存入相应软件的换相时间寄存器中就可以了。这种起动的方式虽然实现起来比较简单，不需要外接电路，但对切换时间要求比较严格，一般只用于空载起动，当电机惯量不同或带一定负载起动时，就要调整切换时间，否则就会起动失败甚至造成电机反转。2.4.3 三段式起动三段式起动通常是按他控式同步电动机的运行状态从静止开始加速，直至转速足够大，再切换至无刷直流电机运行状态。包括转子定位、加速和运行状态切换三个阶段。其过程为:(1)定位: 导通预定绕组，并控制电流，使转子转动到预定位置。(2)加速: 按适当的顺序导通绕组，控制电压和换相时间，使电机转速逐步上升。(3)切换: 即将电机从外同步方式切换到自同步方式

35、，当电机的转速达到可以稳定检测反电势过零点时，就可以按照控制策略切换到自同步状态20 。综上所述，硬件起动要增加外围电路，而预定位起动方式的换相时间又与电机特性联系密切，因而本系统采用三段式起动方法，利用纯软件实现电机的开环起动。2.5 系统控制核心及控制方法的确定2.5.1 控制核心的确定系统采用以微处理器为控制核心的控制方案，目前选择了三种控制芯片: 东芝公司的TMP88CH47、西门子公司的C508和TI公司的TMS320LF24x系列。前两种都是电机驱动的专用单片机，比较三者得出，DSP不仅具有可编程性，而且其实时运算速度远远高于通用的微处理器。因而我们选用TMS320LF24x DS

36、P作为主控芯片。TMS320LF24x DSP内核采取增强的Harvard结构体系，将程序和数据存储在不同的空间，实现独立编址和访问; 利用流水线加强处理器的能力，流水线深度2-6级; 硬件乘法器的使用，可在一个处理周期内完成乘法加法和移位计算，其内核计算速度为30MIPS (即指令周期为33ns)，从而提高了控制器的实时控制能力; 采用特殊DSP指令和寻址方式，可进一步减少数字信号处理的时间，且代码与TMS320系列DSP具有高度的兼容性。事件管理器模块是整个芯片的核心，每个EV包括: 两个16位通用定时器，8个16位脉冲宽度调制(PWM)通道。它能够实现: 三相反相器控制，PWM的对称和非

37、对称波形，挡外部引脚出现低电平时快速关闭PWM通道，可编程的PWM死区控制以防止上下桥臂同时输出触发脉冲，3个捕获单元，片内光电编码器接口电路，事件管理器模块适用于控制交流感应电机、无刷直流电机、开关磁阻电机、步进电机、多级电机及逆变器21。本着降低成本、优化系统的原则，在满足设计要求的基础上，尽量的降低成木。所以本系统选用TMS320LF24x系列中的TMS320LF2402为主控芯片。2.5.2 控制方法的确定一般对电机的控制多采用速度闭环系统，其数学模型并不复杂，采用PID控制基本可以达到精确调速的目的。但在系统综合要求较高的情况下，单环控制系统很难通过改变控制系数的办法同时满足系统的鲁

38、棒性、快速性和精准性等多方面的要求。如果采用多层控制的策略，就能够把不同的性能要求划分到不同的层次分别加以控制，可以实现不同性能要求之间的折衷。在工业上获得广泛应用的传统PID控制器，有算法简单、参数调整方便、鲁棒性强和抗高频干扰强的优点。而电流跟踪控制具有控制模型简单、跟踪性能良好和响应快速的特点。将这两者结合，可以构造出性能比较完善的新型控制结构22。因此，在所设计的控制系统中将采用速度、电流双闭环PID 控制方案，从而有效提高系统的抗干扰能力和稳定性。本系统采用速度环和电流环串联的双闭环控制策略，通过对反电势过零点检测得到转子当前的位置，并通过软件间接计算出电机的转速，转子位置决定当前时

39、刻驱动桥的导通状态。速度给定信号与当前转速进行数据处理，经PID计算后得到电流的给定值，电机绕组电流反馈信号由电流传感器从入A/D口送至控制电路，与电流给定值进行PI计算后实现对电机驱动波形的脉宽调制。2.6 课题中存在的难点和关键技术在系统总体方案确定之后，还存在一些难点和关键技术有待研究解决。下面就存在的这些难点和关键技术作以说明:(1) 反电势过零点的准确检测。由于反电动势叠加有逆变器输出的脉宽调制波形和功率器件开关过程产生的尖峰干扰，使如何滤除混于反电动势中强干扰脉冲的问题变成了检测反电动势过零点的难点。有很多滤除干扰的方法，但是往往使反电动势产生相移，而且这种相移因运行频率的不同而差

40、异很大，很难通过补偿的方法校正。由于反电动势过零点测不准，必然影响功率器件开关时间的准确度，从而影响电机的运行效率。因此，必须采取有效的过零点检测方法才能解决这一问题。(2) 电机起动时由外同步向自同步切换。在起动过程中，由于在停转状态或低速运转状态下很难正确检测到反电势，电机的外同步过程必须可靠，这是成功完成切换的前提。而在电机外同步运行可靠之后，能准确可靠的检测到反电势的情况下，DSP将控制电机由外同步向自同步切换。在切换过程中存在切换时刻的问题，何时切换将影响到切换的成功，因而电机是否能按照我们的思路起动，并能平稳准确切换，最终顺利起动是系统实现的一大难点。(3) 系统转速、电流双闭环设

41、计。因为采用DSP作为系统控制核心，电流、转速双闭环控制就由软件来实现。软件实现的优点在于降低了系统硬件的负担，提高了系统的可靠性，并且有利于调试。但实现 PID串联双闭环控制中牵涉到很多参数的调整和匹配，这也是系统设计的重点，其设计的好坏直接关系到整个控制系统的稳定性和抗干扰能力。第3章 关键技术研究在上一章中.我们确定了系统的总体方案。下面将针对课题中存在的难点提出相应的解决方法，对系统中所涉及到的关键技术进行深入的研究。3.1 转子位置检测技术前面已经提到，对于无位置传感器无刷直流电机位置的测量有多种万法，但用的较多的还是反电动势法。这种方法是通过检测反电动势的过零点来判断转子磁极的位置

42、，从而确定逆变器中功率器件的切换时间。虽然该方法简单、实用，但山于反电动势迭加有逆变器输出的脉宽调制波形和功率器件开关过程产生的尖峰干扰，使如何滤除混于反电动势中强干扰脉冲的问题变成了检测反电动势过零点的难点。有很多滤除干扰的方法，但是往往使反电动势产生相移，而且这种相移因运行频率的不同而差异很大，很难通过补偿的方法校正23。为了解决上述的问题，我们在反电势法的基础上提出了一种新的检侧方法将瞬时状态检测和预测估计相结合，在提取反电动势时不需要进行滤波，避免了相移的产生，利用大功率器件开关噪声熄灭的瞬间对电机的三相状态进行检测从而判断转子过零点的到达时间，并利用状态预测的方法进行校正，推算二相功

43、率器件的导通时间，这种位置检测方法精度高、抗干扰能力强，并且容易实现。3.1.1 瞬时状态法原理本系统采用两两导通，三相六状态的PWM 调制方式控制电机。在一个周期内(360电角度)三相电机的六个电势过零点将转子位置分为六个区间。对各种驱动波形进行比较发现后60PWM工作方式能够更好的检侧到反电势过零点，在此采用这种工作方式，具体的电机控制时序如图3.1所示。检测到反电势过零点后过30电角度进行导通模式的切换。由于电机电抗的存在，既使某相已经截止，其仍会通过土桥或下桥的续流二极管续流在电流持续的时间内是无法正确测出感应电动势的，为了避免错误的反电势检测，将反电势检测起始点设在导通模式切换后的1

44、5电角度处，避开导通模式切换后的续流时间，由于电机是个惯性系统，在正常升降速时反电势的过零点是不会发生在这以前的。当检测到的过零点距离上次过零点的时间已大于120电角度时，认为此次检测失败。图3.1 无刷直流电机控制时序图反电势过零点的检测仅在不导通相进行，在规定的模式检测时刻，并不是连续检测，只在PWM-ON期间进行，且延迟一段时间避开功率管开关干扰。为了进一步提高检测的可靠性，可在PWM-ON期间多次采样，当连续N次检测到反电势过零点，则认为正确检测到了反电势的过零点，参见图3.2。以具有梯形反电动势波形的三相直流无刷电机为例，系统采用二二导通、三相六状态的PWM调制方式。如图3.3所示为

45、无刷直流电机定子端一相等效电路及反电动势波形。其中L是相电感，R是相电阻，E是反电动势，是电机定子绕组中胜点对地电压，、是每相输出端对地电压。图3.2 在PWM-ON时刻进行模式检测根据图3.3建立的三相端电压平衡方程为：图3.3 一相绕组的等效电路 （3.1） （3.2） （3.3）由于采用的是二二导通方式，所以在每一瞬间只有两相导通。设 U相和V相导通，且U+, V-，如图3.4所示。这时U、V两相电流大小相等，方向相反，W相电流为零，需要检测W相反电势的过零点。则式(3.3)可简化为 （3.4）所 以 （3.5）将 (3.1)式和 (3.2)式相加的中心点电压为 (3.6)再将式(3.6

46、)代入式(3.5)的反电动势过零检测方程为 (3.7)图3.4 等效电路原理图因为U相和V相导通，且U+, V-, 所以在PWM-ON时刻即U相上桥臂功率管导通时刻，; 因此，在PWM-ON时刻比较与，就可以检测到对应的W相反电势由正到负过零点。同理，当U相和V相导通，且U-,V+，可检测到对应的W 相反电势由负到正过零点。同理，相应地U相和 V相反电势过零检测方程为: (3.8) (3.9)在PWM-ON时刻，表示相反电动势，表示该相对地电压，表示母线电压。所以，在PWM-ON时刻检测反电势，可方便地检测 出其过零点。检测到感应电动势过零后，再延迟30(电角度)即为换相点。综上论述，对永磁直流无刷电机控制系统，反电势过零点的瞬时状态检测可以分为如下几个步骤:(1)反电势过零点的检测仅在不导通相进行，并在该相功率管关断15电角度后开始 。(2)在规定的模式检测时刻，并不是连续检测，仅在PWM-ON期间进行，且延迟一段时间避开功率管开关干扰。(3)当检测到反电势过零点，延迟30电角度后对逆变器导通模式进行转换。(4)若在120电角度范围