2022年跟我学系列之四反激电源及变压器设计方案.docx

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1、精选学习资料 - - - - - - - - - 个人资料整理 仅限学习使用跟我学系列之四,反激电源及变压器的设计反激,反激才是王道！说实话,开这个话题,我徘徊了很久；由于关于反激的话题论坛里争论了许多许多,这个话题已经被争论的特别透彻了；关于反激电源的参数设计也有多篇文章总结；仍有热心的网友,依据运算过程,自己编写了软件或电子表格把运算做的傻瓜化；但我也留意到,几乎每天都会显现关于反激设计过程显现问题而求助的帖子,所以,思考一再,我打算仍是再一次提出这个话题！我不知道我是否能写出一些有新意的东西,但我会尽力去写好；不期望能入高手的法眼,但愿能给入门者一些帮忙；纵观电源市场,没有哪一个拓扑能像

2、反激电路那么普及,可见反激电源在电源设计中具有不行替代的位置；说句不算夸张的话,把反激电源设计完全搞透了,哪怕其他的拓扑一点不懂,在职场上找个月薪10K 的工作也不是什么难事；buck-boost电路的工作过程；1,反激电路是由buck-boost拓扑演化而来,先分析一下名师归纳总结 - - - - - - -第 1 页,共 22 页精选学习资料 - - - - - - - - - 个人资料整理 仅限学习使用工作时序说明：t0 时刻, Q1 开通,那么 D1 承担反向电压截止,电感电流在输入电压作用下线性上升；t1 时刻, Q1 关断,由于电感电流不能突变,所以,电感电流通过C1 两端电压作用

3、下,电流下降；t2 时刻, Q1 开通,开头一个新的周期；D1 ,向 C1 充电；并在名师归纳总结 - - - - - - -第 2 页,共 22 页精选学习资料 - - - - - - - - - 个人资料整理 仅限学习使用从上面的波形图中,我们可以看到,在整个工作周期中,电感L1 的电流都没有到零；所以,这个工作模式是电留恋续的 CCM 模式,又叫做能量不完全转移模式；由于电感中的储能没有完全释放；从工作过程我们也可以知道,这个拓扑能量传递的方式是,在 储存能量, MOS 管关断时,电感向输出电容释放能量；MOS 管开通时,向电感中 MOS 管不直接向负载传递能量；整个能量传递过程是先储存

4、再释放的过程；整个电路的输出才能,取决于电感的储存才能；我们仍要留意到,依据电流流淌的方向,可以判定出,在输入输出共地的情形下,输出的电压是负电压；MOS 管开通时,电感L1 承担的是输入电压,MOS 关断时,电感L1 承担的是输出电压；那么,在稳态时,电路要保证电感不进入饱和,必定要保证电感承担的正向和反向的伏秒积的平稳；那么：Vin t1-t0=Vout t2-t1,假如整个工作周期为 T,占空比为 D,那么就是：Vin D=Vout 1-D 那么输出电压和占空比的关系就是：Vout=Vin D/1-D 同时,我们留意看 MOS 管和二极管 D1 的电压应力,都是 Vin+Vout 另外,

5、由于是 CCM 模式,所以从电流波形上可以看出来,二极管存在反向复原问题；MOS 开通时有电流尖峰；名师归纳总结 - - - - - - -第 3 页,共 22 页精选学习资料 - - - - - - - - - 上面的工作模式是电留恋续的个人资料整理仅限学习使用CCM 模式；在原图的基础上,把电感量降低为80uH ,其他参数不变,仿真看稳态的波形如下：t0 时刻, Q1 开通,那么D1 承担反向电压截止,电感电流在输入电压作用下从0 开头线性上升；t1 时刻, Q1 关断,由于电感电流不能突变,所以,电感电流通过C1 两端电压作用下,电流下降；D1 ,向 C1 充电；并在t2 时刻,电感电流

6、和二极管电流降到零；D1 截止, MOS 的结电容和电感开头发生谐振；所以可以观察 MOS 的 Vds 电压显现周期性的振荡；t3 时刻, Q1 再次开通,进入一个新的周期；在这个工作模式中,由于电感电流会到零,所以是电流不连续的DCM 模式；有叫做能量完全转移模式,由于电感中储存的能量完全转移到了输出端；而二极管由于也工作在名师归纳总结 - - - - - - -第 4 页,共 22 页精选学习资料 - - - - - - - - - 个人资料整理 仅限学习使用DCM 状态,所以没有反向复原的问题；但是我们应当留意到,DCM 模式的二极管、电感和 MOS 漏极的峰值电流是大于上面的 CCM

7、模式的；另外需要留意的是在 DCM 下的伏秒积的平稳是：Vin t1-t0=Voutt2-t1 在 CCM 和 DCM 模式有个过渡的状态,叫CRM ,就是临界模式；这个模式就是电感电流刚好降到零的时候,MOS 开通；这个方式就是 DCM 向 CCM 过渡的临界模式；CCM 在轻载的时候,会进入 DCM 模式的；CRM 模式可以防止二极管的反向复原问题；同时也能防止深度DCM 时,电流峰值很大的缺点；要保持电路始终工作在 CRM 模式,需要用变频的掌握方式；我们仍留意到,在 DCM 模式,电感电流降到零以后,电感会和 MOS 的结电容谐振,给MOS 结电容放电；那么,是不是可以有种工作方式是当

8、MOS 结电容放电到最低点的时候,MOS 开通进入下一个周期,这样就可以降低 MOS 开通的损耗了；答案是确定的；这种方式就叫做准谐振,QR 方式；也是需要变频掌握的；不管是 PWM 模式, CRM 模式, QR 模式,现在都有丰富的掌握IC 可以供应用来设计；名师归纳总结 2,那么我们常说,反激flyback电路是从buck-boost电路演化而来,到底是如何从第 5 页,共 22 页buck-boost拓扑演化出反激flyback拓扑的呢？请看下面的图：- - - - - - -精选学习资料 - - - - - - - - - 这是基本的buck-boost拓扑结构；下面我们把个人资料整理

9、仅限学习使用MOS 管和二极管的位置转变一下,都挪到下面来；变成如下的电路结构；这个电路和上面的电路是完全等效的；接下来,我们把这个电路,从下图：A 、B 两点断开,然后在断开的地方接入一个变压器,得到名师归纳总结 - - - - - - -第 6 页,共 22 页精选学习资料 - - - - - - - - - 为什么变压器要接在这个地方？由于buck-boost个人资料整理仅限学习使用电路中,电感上承担的双向伏秒积是相等的,不会导致变压器累积偏磁；我们留意到,变压器的初级和基本拓扑中的电感是并联关系,那么可以将变压器的励磁电感和这个电感合二为一；另外,把变压器次级输出调整一下,以适应阅读习

10、惯；得到下图：这就是最典型的隔离flyback电路了；由于变压器的工作过程是先储存能量后释放,而不是仅仅担负传递能量的角色；故而这个变压器的本质是个耦合电感；采纳这个耦合电感来传递能量,不仅可以实现输入与输出的隔离,同时也实现了电压的变换,而不是仅仅靠占空比来调剂电压；名师归纳总结 - - - - - - -第 7 页,共 22 页精选学习资料 - - - - - - - - - 个人资料整理 仅限学习使用由于此耦合电感并非抱负器件,所以存在漏感,而实际线路中也会存在杂散电感；当MOS 关断时,漏感和杂散电感中的能量会在MOS 的漏极产生很高的电压尖峰,从而会导致器件的损坏；故而,我们必需对漏

11、感能量进行处理,最常见的就是增加一个 RCD 吸取电路；用 C 来暂存漏感能量,用 R 来耗散之；下面先让我们仿真一下反激 flyback 电路的工作过程；在使用耦合电感仿真的时候,我们需要知道saber 中,耦合电感怎么用；简洁的方法,就是挑选一个抱负的线性变压器,然后设置其电感量来仿真；仍有一个方法,就是利用耦合电感 K 这个模型来仿真；感爱好的,可以先看一下这个帖子：SABER 中耦合电感的运用下图是我们用来仿真的电路图,为了让大家能看到元件参数的设置,我把全部元件的关键参数都显示出来了；仍有,由于仿真的需要,我把输入和输出共地,实际电路当然是隔离的；名师归纳总结 - - - - - -

12、 -第 8 页,共 22 页精选学习资料 - - - - - - - - - 个人资料整理 仅限学习使用细心的伴侣可能会留意到,变压器的初级电感量是 202uH ,参加耦合的却只有 200uH ,名师归纳总结 那么有 2uH 是漏感；次级是50uH ,没有漏感；变压器的电感比是200 ：50 ,那么意味着第 9 页,共 22 页变压器的匝比N P/N S=2 ：1设定瞬态扫描,时间10ms ,步长 10ns ,看看稳态时的波形吧：- - - - - - -精选学习资料 - - - - - - - - - 下面先简洁表达其工作原理：t0时刻, MOS个人资料整理仅限学习使用开通；变压器初级电流在

13、输入电压的作用下,线性上升,上升速率为 Vin/l1 ；变压器初级电压感应到次级,整流二极管反向截止；二极管承担反压为 Vin/N P/N S+Vout；t1 时刻, MOS 关断； 变压器初级电流被强制关断；我们知道电感电流是不能突变的,而现在MOS 要强制关断初级电流,那么初级电感就会在 MOS 关断过程中,在初级侧产生一个感应电动势；依据电磁感应定律,我们知道,这个感应电动势在原理图中是下正上负的；这个感应电动势通过变压器的绕组耦合到次级,由于次级的同名端和初级是反的；所以次级的感应电动势是上正下负；当次级的感应电动势达到输出电压时,次级整流二极管导通；初级电感在MOS 开通时储存的能量

14、,通过磁芯耦合到次级电感,然后通过次级线圈释放到次级输出电容中；在向输出电容中转移能量的过程中,由于次级输出电容容量很大,电压基本不变,所以次级电压被箝位在输出电压Vout ,那么由于磁芯绕组电压是按匝数的比例关系,所以此时初级侧的电压也被箝位在Vout/N S/N P ,这里为了简化分析,我们忽视了二极管的正向导通压降；现在我们引入一个特别重要的概念,反射电压 Vf ；反射电压 Vf 就是次级绕组在向次级整流后的输出电容转移能量时,把次级输出电压依据初次级绕组的匝数比关系反射到初级侧绕组的电压,数值为 :Vf=Vout+Vd/NS/N P ,式中, Vd 是二极管的正向导通压降；在本例中,V

15、out 约为 20V ,Vd 约为 1V ,N P/N S=2 ,那么反射电压约为 42V ；从波形图上可以证明这一点；那么我们从原理图上可以知道,此时 MOS 的承担的电压为 Vin+Vf；也有伴侣注意到了,在 MOS 关断的时候, Vds 的波形显示, MOS 上的电压远超过 Vin+Vf ！这是怎么回事呢？这是由于,我们的这个例子中,变压器的初级有漏感；漏感的能量是不会通过磁芯耦合到次级的；那么 MOS 关断过程中,漏感电流也是不能突变的；漏感的电流变化也会产生感应电动势,这个感应电动势由于无法被次级耦合而箝位,电压会冲的很高；那名师归纳总结 么为了防止MOS 被电压击穿而损坏,所以我们

16、在初级侧加了一个RCD 吸取缓冲电路,把第 10 页,共 22 页- - - - - - -精选学习资料 - - - - - - - - - 个人资料整理 仅限学习使用漏感能量先储存在电容里,然后通过 R 消耗掉；当然,这个 R 不仅消耗漏感能量；由于在MOS 关断时,全部绕组都共享磁芯中储存的能量；其实,留意看看,初级配上 RCD 吸取电路,和次级整流滤波后带一个电阻负载,电路结构完全是相同的；故而初级侧这时候也像一个输出绕组似的,只不过输出的电压是 Vf ,那么 Vf 也会在 RCD 吸取回路的 R 上产生功率；因此,初级侧的 RCD 吸取回路的 R 不要取值太小,以防止 Vf 在其上消耗

17、过多的能量而降低效率；t3 时刻, MOS 再次开通,开头下一个周期；那么现在有一个问题；在一个工组周期中,我们看到,初级电感电流随着 MOS 的关断是被强制关断的；在 MOS 关断期间,初级电感电流为 0,电流是不连续的；那么,是不是我们的这个电路是工作在 DCM 状态的呢？非也非也,在 flyback 电路中, CCM 和 DCM的判定,不是依据初级电流是否连续来判定的；而是依据初、次级的电流合成来判定的；只要初、次级电流不同是为零,就是CCM 模式；而假如存在初、次级电流同时为零的状态,就是 DCM 模式；介于二者之间的就是 CRM 过渡模式；所以依据这个我们从波形图中可以看到,当MOS

18、 开通时,次级电流仍没有降到零；而MOS 开通时,初级电流并不是从零开头上升,故而,这个例子中的电路是工作在 CCM 模式的；我们说过, CCM 模式是能量不完全转移的；也就是说,储存在磁芯中的能量是没有完全释放的；但进入稳态后,每周期芯会饱和的；MOS 开通时新增储存能量是完全释放到次级的；否就磁在上面的电路中,假如我们增大输出负载的阻值,降低输出电流,可以是电路工作模式进入到 DCM 状态；为了使输出电压保持不变,持不变；MOS 的驱动占空比要降低一点；其他参数保名师归纳总结 - - - - - - -第 11 页,共 22 页精选学习资料 - - - - - - - - - 个人资料整理

19、 仅限学习使用同样,设定瞬态扫描,时间10ms ,步长 10ns ,看看稳态时的波形吧：t0 时刻, MOS 开通,初级电流线性上升；t1 时刻, MOS 关断,初级感应电动势耦合到次级向输出电容转移能量；漏感在MOS 上产生电压尖峰；输出电压通过绕组耦合,依据名师归纳总结 匝比关系反射到初级；这些和CCM 模式时是一样的；这一状态维护到t2 时刻终止； t2 时第 12 页,共 22 页- - - - - - -精选学习资料 - - - - - - - - - 个人资料整理 仅限学习使用刻,次级二极管电流,也就是次级电感电流降到了零；这意味着磁芯中的能量已经完全释放了；那么由于二级管电流降到

20、了零,二极管也就自动截止了,次级相当于开路状态,输出电压不再反射回初级了；由于此时MOS 的 Vds 电压高于输入电压,所以在电压差的作用下, MOS 的结电容和初级电感发生谐振；谐振电流给 MOS 的结电容放电；Vds 电压开始下降,经过 1/4 之一个谐振周期后又开头上升；由于 RCD 箝位电路的存在,这个振荡是个阻尼振荡,幅度越来越小；完全靠输出的储能电容来维护；t2 到 t3 时刻,变压器是不向输出电容输送能量的；输出t3 时刻, MOS 再次开通,由于这之前磁芯能量已经完全释放,电感电流为零；所以初级的电流是从零开头上升的；从 CCM 模式和 DCM 模式的波形中我们可以看到二者波形

21、的区分：1,变压器初级电流,CCM 模式是梯形波,而DCM 模式是三角波；2,次级整流管电流波形,CCM 模式是梯形波,DCM 模式是三角波；3,MOS 的 Vds 波形, CCM 模式,在下一个周期开通前,Vds 始终维护在 Vin+Vf的平台上；而 DCM 模式,在下一个周期开通前,Vds 会从 Vin+Vf这个平台降下来发生阻尼振荡；所以,只要有示波器,我们就可以很简洁从波形上看出来反激电源是工作在 CCM 仍是DCM 状态；3,反激电源变压器参数设计名师归纳总结 - - - - - - -第 13 页,共 22 页精选学习资料 - - - - - - - - - 个人资料整理 仅限学习

22、使用从今日开头,我们一起来争论一下反激电源变压器的设计；其实,反激电源的变压器设计方法有许多种；条条大路通罗马,我们到底要挑选哪条路呢？我的想法是,挑选自己熟识的路,挑选自己能懂得的设计方法；有的设计方法号称是最简洁的,有的设计方法号称是最明白的；但我认为,适合你自己的才是最好的；更何况,有些设计方法,直接给个公式出来,没有头没有尾的,莫名其妙,就算依据那种方法运算出来你要的变压器,但你懂得了吗？你从中学习到了什么？我想,授人以鱼,不如授人以渔,期望我们能够通过争论反激变压器的设计过程,让大家不仅学会怎么运算反激变压器,更要能通过设计,协作上面的电路原理,把反激的原理搞透；岳飞不就曾说过：“

23、阵而后战,兵法之常,运用之妙,存乎一心；”一旦把原理搞清晰了,那么就不存在什么详细算法了；将来的运用之妙,就存乎一心了；可以依据详细的参数细化优化！其实,要设计一个变压器,就是求一个多元方程组的解；只不过呢,由于未知数的数量比方程数量多,那么只好人为的指定某些参数的数值；对于一个反激电源而言,需要有输入指标,输出指标；这些参数,有的是客户的要求,也是我们需要达到的设计目标,仍有些参数是我们人为挑选的；一般来说,我们需要这些参数：输入沟通电压范畴、输出电压、输出电流、效率、开关频率等参数；对于反激电源来说,其工作模式有许多种,什么DCM , CCM ,CRM ,BCM ,QR 等；这里要作一个说

24、明：CRM 和 BCM 是一种模式,就是磁芯中的能量刚好完全释放,次级整流二极管电流刚好过零的时候,初级侧MOS 管开通,开头进行下一个周期；名师归纳总结 - - - - - - -第 14 页,共 22 页精选学习资料 - - - - - - - - - 个人资料整理 仅限学习使用QR 模式,就是磁芯能量释放完毕后,变压器初级电感和 MOS 结电容进行谐振,MOS 结电容放电到最低值时,MOS 开通,这样可以实现较低的开通损耗；也就是说,QR 模式是的 mos 开通时间比 CRM 模式仍要晚一点；CRM/BCM、QR 模式都是变频掌握,同时,他们都是属于 DCM 模式范畴内的；而 CCM 模

25、式呢, CCM 模式的电源其实也包含着DCM 模式,当依据CCM 模式设计的反激电源工作在轻载或者高输入电压的时候,就会进入 DCM 模式；那么就是说, CRM/BCM,QR 模式的反激变压器的设计,可以依据某个特定工作点的时候的 DCM 模式来运算；那么我们下面的运算就只要考虑DCM 与 CCM 两种情形了；那么我们到底是挑选DCM 仍是 CCM 模式呢？这个其实没有定论,DCM 的优点是,反馈简洁调,次级整流二极管没有反向复原问题；缺点是,电流峰值大,RMS 值高,线路的铜损和 MOS 的导通损耗比较大；而 CCM 的优缺点和 DCM 刚好反过来；特殊是 CCM 的反馈,由于存在从 DCM

26、 进入 CCM 过程,传递函数会发生突变,简洁振荡；另外,CCM 模式,假如电感电流斜率不够大,或者占空比太大,简洁产生次谐波振荡,这时候需要加斜坡补偿；所以呢,到底什么时候挑选用什么模式,是没有结论的；只能是“ 运用之妙,存乎一心” 了；随着工程体会的增加,对电路懂得的深化,渐渐的,你就能有所熟识；仍有一个重要的参数,占空比,这个参数既可以人为指定,也可以通过其他数值的确定来限制；那我们先来看看,占空比受那些因素的影响呢？仍记得我们上面仿真的过程中,引入的一个概念性的参数压；假如不记得了,赶快看看上面的帖子复习一下哦；Vf 吗？就是次级反射到初级的电名师归纳总结 - - - - - - -第

27、 15 页,共 22 页精选学习资料 - - - - - - - - - 通常,依据DCM个人资料整理仅限学习使用来设计电源的时候,一般挑选在最低输入电压,最大输出负载的情形下,支配工作点处于CRM状态；而CCM的最大占空比显现在最低输入电压处,与负载无关,只要是 CCM 状态,就只和输入输出电压有关系；那么这样,我们可以用同一个公式,运算两种状态下的最大占空比,我们依据磁通伏秒积的平稳的要求,可以有公式：Vin Dmax =V f 1-D max 那么： D max =V f/V in+V f 这就是说 V f 越大, D max 也就越大；那为了得到较大的工作占空比,V f 能不能取的很大

28、呢？事实上是不行的,我们从前面的分析中知道, MOS 管的承担的电压应力,在抱负情形下是V in+V f,当输出肯定时Vf 也是一定的,而 V in 是随着输入电压的变化而变化的；另外,MOS 管的耐压是有限制的；而且,在实际使用中,仍必需预留电压裕量,MOS 的电压裕量可以参考这个帖子里的内容：【原创】跟我学系列之二,元器件降额使用参考我们看到, MOS 的电压必需保证 10% 20% 的电压裕量；常用的 MOS 管耐压有 600V ,800V 的, fairchild 的集成单片电源耐压有 650V , 800V的, PI 公司 TOP 系列的耐压是700V 的, VIPER22A 的耐压

29、是 730V 的等等；而对于全电压输入的85V265V AC输入电源,整流后的直流电压约为100VDC 370VDC ；名师归纳总结 - - - - - - -第 16 页,共 22 页精选学习资料 - - - - - - - - - 个人资料整理 仅限学习使用那么对于 600V 的 MOS 而言,保留 20% 电压裕量,耐压可以用到 480V ；最大电压应力显现在最大输入电压处,所以当最大输入直流电压为370V 时, Vf 取值为 480-370=110V；最大工作占空比显现在最低输入电压处为：D max =V f/V inmin +V f=110/100+110=0.52 以此类推650V

30、 的 MOS ,耐压用到520V , Vf 取 520-370=150V,D max =V f/V inmin +V f=150/100+150=0.6700V 的 MOS ,耐压用到560V , Vf 取 560-370=190V,D max =V f/V inmin +V f=190/100+190=0.66800V 的 MOS ,耐压用到640V , Vf 取 640-370=270V,D max =V f/V inmin +V f=270/100+270=0.73大的占空比,可以有效降低初级侧的电流有效值,降低初级侧的铜损和MOS的导通损耗；但是初级侧的占空比过大,必定导致次级的占空比

31、偏小,那么次级的峰值电流会较大,电流有效值会偏大,那么次级线圈铜损会增加；另外,次级峰值电流大,也会导致输出纹波大；所以,通常建议,最大占空比取在 0.5 左右；我个人的观点呢,对于 DCM 的机器,在最低输入 85VAC 电压下,可以考虑取占空比到0.6 ,那么在 110VAC 下,占空比约在 0.46 左右；而对于 CCM 的模式,建议全范畴内占空比不要超过50% ,否就简洁显现次谐波振荡；即名师归纳总结 便如此,在占空比不超过50% 的情形下,也建议增加斜坡补偿,以增加稳固性；第 17 页,共 22 页- - - - - - -精选学习资料 - - - - - - - - - 个人资料整

32、理 仅限学习使用所以,综上所述,占空比的挑选,一方面要考虑MOS 的耐压,另一方面仍要考虑次级的电流有效值等因素；同时,对于MOS 耐压比较低的情形,比如用600V的 MOS的时候,占空比适当再取小一点,可以减轻MOS 的耐压的压力；由于变压器总是有漏感的,漏感会形成一个尖峰；这个尖峰和漏感以及电流峰值的大小等参数有关；当我们依据百分比来留电压裕量的时候,可能不够；关于这一点,我后面写一下；RCD 吸取电路的时候,仍要争论仍有,当电源的功率比较小的时候,也可以考虑适当降低工作占空比,这样可以让初级电感量小一些,匝数就可以少些,那么分布电容也可以小一点了,或者为了合理支配变压器的绕组结构,占空比

33、都是应当适当再调整的；当占空比和反射电压 V f 确定后,我们就可以开头着手设计变压器的初级电流波形,进而求 出初级的电感量；名师归纳总结 - - - - - - -第 18 页,共 22 页精选学习资料 - - - - - - - - - 个人资料整理 仅限学习使用对于如下列图的两种工作模式,图中所示,是最低输入电压那么可以知道平均电流为：Iavg =I p1+I p2 Tonmax /2 T=I p1+I p2 D max /2 假如输出功率是 Pout ,效率为 ,那么Pout / =V inmin Iavg =V inmin I p1 +I p2 D max/2 Ip1 +I p2 =

34、2 Pout /V inmin D max V inmin 时变压器初级电流波形；对于 DCM 模式而言, Ip1 =0 ,对于 CCM 模式而言,有两个未知数,Ip1 、I p2；那么该怎么办呢？这里有个体会性的挑选了；一般挑选样电流的斜率不够,简洁产生振荡；I p2 =2 3 Ip1 ,不要让 Ip2 与 Ip1 过于接近；那运算出 Ip2 与 Ip1 后,我们就可以算出变压器初级电感量的值了；依据：V inmin /L pT onmax =I p2 -I p1 ,可以得到：Lp=V inmin D max /f s I p2-I p1 ,其中, f s 是开关频率；下一步,挑选磁芯；磁芯

35、的挑选方式有许多种,有些公司会给出一些图表用于挑选合适的磁芯；但大多数公司的数据和图表并不完整；所以,许多时候,我们需要先挑选一个合适的磁芯,然后在这个基础上进行优化；名师归纳总结 - - - - - - -第 19 页,共 22 页精选学习资料 - - - - - - - - - 个人资料整理 仅限学习使用AP 法是最常用的用来挑选磁芯的一个公式,其中, L 单位为 H,I p 为峰值电流,单位为A, B 是磁感应强度变化量,单位为T,K0 是窗口利用率,取 0.20.4 ,详细要看绕组结构等；比如挡墙胶带会占去一部分空间,而如果磁芯是矮型的,那么挡墙所占部分肯可能就占很大比例了,这时候,磁

36、芯的窗口利用率就要取的低；而假如,采纳了三重绝缘线,那么窗口利用率高,K0 就可以取的大一点；对于铁氧体磁芯来说,考虑到温度上升后,饱和点下移,一般 B 应当取值小于 0.3 ； B 过大,磁芯损耗大,也简洁饱和； B 过小,磁芯体积会很大；功率小的电源, B 可以大一点,由于变压器表面积与体积之比大,散热条件好；而功率大的电源, B 就应当小一些,由于变压器的表面积与体积之比小,散热条件变差了；开关频率高的, B 也要小一点,由于频率高了,磁芯损耗也会变大；依据运算出来的 AP 值,我们可以挑选到合适的磁芯；有了磁芯,那么就可以运算初级侧的绕组匝数了；其中, L 是初级电感量,单位H,Ip

37、是初级峰值电流,单位A, B 是磁感应强度变化量,名师归纳总结 单位为 T,Ae 是磁芯截面积,单位cm2；第 20 页,共 22 页- - - - - - -精选学习资料 - - - - - - - - - 个人资料整理 仅限学习使用由于我们已经确定了反射电压,V f,已经有了初级匝数,那么次级的匝数就可以运算出来了；不过,运算次级匝数的时候,要考虑到次级输出整流二极管的压降,特殊是输出电压很低的时候,二极管的压降要占很大的比例；对于肖特基整流管,我们可以考虑取正向压降为 0.8V 左右,对于快复原整流管,可以考虑取正向压降为 级输出绕组匝数可以按下面的公式运算：N s=V out +V D

38、 N p/V f1.0V ；那么,对于常用的次Vout 是次级某绕组输出电压；V D 是输出整流二极管压降；肖特基管取0.8V ,快复原管取1.0V ；次级绕组匝数运算出来有,次级整流二极管的电压应力也就出来了：VDR=V inmax N s/N p+V out实际上的二极管耐压要高于这个数值；详细见元件降额使用的那个帖子里的阐述；对于CCM 模式的电路,仍必需在这个二极管上并联尖峰和振荡；RC 吸取回路,来降低反向复原造成的电压绕组线径的选取,第一我们要运算出每个绕组的电流的 RMS 值,关于运算电流 RMS 值,我记得有个小软件的；可以很便利运算；然后依据每平方毫 M5A 的电流密度挑选导

39、线；同时,要留意高频下的趋肤效应,趋肤深度可以依据来运算, f 是频率,单位 Hz 名师归纳总结 - - - - - - -第 21 页,共 22 页精选学习资料 - - - - - - - - - 个人资料整理 仅限学习使用也就是说,单根导线的直径不要大于两倍趋肤深度；假如单根导线不够满意电流密度的要求；那么就用多线并绕或采纳丝包束线或 litz 线；有了变压器的技术参数、选好了合适规格的磁芯；我们就可以进入变压器的实际制作过程；这个过程将是一个很复杂的工艺过程；不仅涉及到电磁学的学问,仍涉及到材料、安规和工艺等；在这里,我们临时就不争论这一部分了；下次单独开帖争论；名师归纳总结 - - - - - - -第 22 页,共 22 页