2022年高压直流开关电源设计方案与实验研究报告.docx

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1、精选学习资料 - - - - - - - - - 个人资料整理 仅限学习使用1 引言在国内,低压通信电源较成熟,高压开关电源尚处于讨论阶段；一般大功率直流开关电源输入多采纳 220 V 沟通电网,为降低对电网的谐波污染,提高输入端功率因数,一般要经过 PFC级整流,然后将 PFC级输出电压送入 DC/DC级进行变换；但高压直流开关电源输出电压较大,会对 DC/DC级产生较大影响；此处研制的高压直流开关电源采纳两级变换装置,前级 220 V 沟通经过不控整流和 APFC得到 380 V 稳固直流；后级挑选在初级加箝位二极管的改进型 ZVS移相全桥变换器,经过变压器变压和隔离,采纳全桥不控整流和

2、LC滤波,最终得到精密的 240 V 直流输出；设计了掌握系统,挑选合理的参数提高开关电源性能,并通过试验验证了设计的可行性和有效性；2 主电路的设计2.1 有源功率因数校正电路APFC采纳全控开关器件构成的开关电路对输入电流波形进行掌握,使输入电流成为与电源电压同相的正弦波,功率因数高达 0.995, 从而完全解决了整流电路的谐波污染和功率因数低的问题；此处采纳软开关单相 APFC,其主电路如图 1 所示；2.1.1 APFC 软开关电路图 1 中,为了让主开关管 VQ实现 ZVS,引入了帮助开关管 VQx,在每一次 VQ需要进行状态转换前,先导通 VQx,使辅助电路谐振,为 VQ制造软开关

3、条件； VQ完成状态转换后,尽快关断 VQx,使帮助电路停止谐振,电路重新以常规 PWM方式运行；2.1.2 APFC 软开关谐振参数的选取软开关 APFC电路中一个重要参数就是谐振电感 L1.L1 可由二极管 VDR的反向复原时间 tVDR来估算,取谐振电感电流 iL1 上升时间 tr=3tVD R, 就最大电流上升率可确定为：di/dt=ILmax/3tVDR 1 式中： ILmax 为最大电感电流；L1 的表达式为：名师归纳总结 - - - - - - -第 1 页,共 6 页精选学习资料 - - - - - - - - - 个人资料整理 仅限学习使用L1=Uo/di/dt 2 式中：

4、Uo为 APFC输出电压；实际选取 L1=5 H. 2.2 ZVS 移相全桥变换器ZVS移相全桥变换器充分利用主电路寄生参数,如开关器件的寄生电容、变压器漏感和线路电感等来实现软开关；DC/DC级选用初级加箝位二极管的改进型ZVS全桥变换器,如图 2 所示；变换器在一个开关周期有18 种开关模态,其工作波形如图 3 所示；2.2.1 移相全桥 ZVS的实现开关管零电压关断的缘由是由于存在结电容,导致两端电压不能突变；零电压开通就需要足够的能量给将要开通的开关管结电容放电,给关断的开关管结电容充电,同时仍要抽走变压器初级绕组中寄生电容 CTR中的电荷；对于超前桥臂,该能量由谐振电感 Lr 和折算

5、到初级的滤波电感 Lf 串联共同供应, Lf 很大,所以简洁实现 ZVS.而对于滞后桥臂,由于此时变压器次级被短路,能量仅由 Lr 供应,所以滞后桥臂实现 ZVS较困难；特殊是负载很轻时,Lr 中的能量不够完成结电容的充放电转换,滞后桥臂就不能实现 ZVS.为满意滞后桥臂的 ZVS,必需使 Lr 取值较大；2.2.2 次级占空比丢失问题名师归纳总结 - - - - - - -第 2 页,共 6 页精选学习资料 - - - - - - - - - 个人资料整理 仅限学习使用次级占空比 Ds小于初级占空比 Dp,其差值即为次级占空比丢失,即 Dlose=Dp-Ds. 占空比丢失缘由是初级电流 ip

6、由正向 或负向 变化到负向 或正向 ,负载电流需要一段时间,即为图 3 中的 t3t6 和t12t15. 在这段时间内,虽然初级有电压,但 ip 不足以供应负载电流,次级整流管全部导通,变压器初、次级短路,负载处于续流阶段,整流输出为零；这样次级就丢失了 t3t6 和t12t15 这两段时间的方波电压,它与开关周期 Ts 的比值即为Dloss,Dloss=t3,6+t12,15/Ts=2t3,6/Ts, 其中 t3,6=LrILft3-ILft6/K/Uin, 就可得：Dloss=2LrILft3-ILft6/K/UinTs 3 由式 3可知, Dloss 与 Lr 和 iLf 成正比,与 U

7、in 和变压器变比 K成反比；因此, Lr 的值需权衡取值,既要在尽可能宽的范畴内保证软开关,又不能太大,以免造成较大的占空比丢失；2.2.3 谐振电感的选取滞后桥臂要实现 ZVS,Lr 必需满意：式中： I 为滞后开关管关断时 ip 的大小； Coss为开关管在 Uin 时的输出电容；挑选在 1/3 负载以上实现滞后桥臂软开关,要求输出滤波电感电流的最大脉动量ILf为最大输出电流的20%,就：I=Io/3+ ILf/2/K=4.09 A 5由式 4可求出 Lr19 H,实际挑选 20 H. 2.2.4 次级整流桥输出寄生振荡的抑制ZVS移相全桥变换器输出整流二极管都未工作在软开关状态,存在反

8、向复原的过程；在输出整流二极管换流时,Lr 包括变压器漏感 和整流桥二极管的结电容及变压器寄生电容之间会发生谐振,使整流桥输出产生寄生振荡和电压尖峰；此处通过初级加箝位二极管来解决这一突出问题；为具体说明箝位二极管的抑制作用,针对图 3 中 t t7,t8这一模态进行分析：在 t7 时刻,由于 Lr 与 CVDR1和 CVDR4谐振工作,使得两者的电压上升至 Uin/K, 此时 uBC上升至Uin,C 点电位变为零,箝位管 VDVQ2导通,将 uBC箝位在 Uin, 就 CVDR1和 CVDR4的电压被箝位在 Uin /K, 防止其电压继续上升,从而排除了整流桥的振荡尖峰和二极管反向复原造成的

9、损耗；此时,iLr=-I4,ip=iLr+iVDVQ2. 到 t8 时刻,iVD VQ2 线性下降至零, VDVQ2自然关断,模态终止；2.2.5 变压器初级直流重量的抑制实际电路中,开关管的开关速度或导通压降不同或开关管的驱动信号不一样时,功率转换电路便工作在不平稳状态；此时磁通变化幅度不相同,工作区域将偏向一个象限,引起磁芯单向饱和并产生过大的 ip, 从而导致开关管的损坏,最终使变换器不能正常工作；为了让全桥变换电路更牢靠的工作,抑制变压器初级电压的直流重量采纳变压器初名师归纳总结 级串接隔直电容Cb.Cb和输出滤波电感折算到初级的电感值形成串联谐振网络,谐振频率表达式如下：第 3 页,

10、共 6 页- - - - - - -精选学习资料 - - - - - - - - - 折算到变压器初级的滤波电感值个人资料整理仅限学习使用fs,LLf=K2Lf. 为了尽可能让 Cb充放电呈线性化, fT 必需远小于变换器的开关频率取 fr=0.1fs,由式 6,LLf=K2Lf 及 fr=0.1fs可求得 Cb=1.2 F, 实际取两个 1 F/400 V 的云母电容并联；3 掌握系统的设计3.1 APFC 掌握方案APFC掌握采纳平均电流法,系统框图见图 环使 APFC输出电压稳固；4. 采纳电流、电压双闭环掌握,电流环使输入电流更接近正弦波,电压此处通过 APFC掌握器 UCC3818实

11、现双环掌握,其输出的 PWM脉冲可直接驱动开关管；双环调剂器如图 5 所示；通过运算电压、电流环增益和穿越频率即可确定相应 PI 参数,实际设计参数为：Ru=56 k ,Cu1=3.3 F,Cu2=0.3 F,Ri=16 k ,Ci1 =Ci2=1.1 nF.3.2 ZVS 全桥变换器掌握方案DC/DC级采纳单电压环掌握模式,并在电压环基础上加上了限流环,正常情形下限流环不工作,只由电压环掌握输出电压,一旦输出电流超过限流值,就由限流环工作,通过减小输出电压将输出电流稳固在限流值上；该掌握通过名师归纳总结 UCC3895芯片实现,掌握系统框图如图6 所示；第 4 页,共 6 页- - - -

12、- - -精选学习资料 - - - - - - - - - 个人资料整理 仅限学习使用挑选超前 - 滞后补偿网络实现掌握,与一般滞后补偿网络相比,该网络增加了微分环节,提高了掌握系统的动态性能；具体环节如图 7 所示；补偿网络的传递函数 Gcs=1+sR2C11+sR1+R3C3/sR1C1+C21+sR2C1C2/C1+C21+sR3C3.对 ZVS移相全桥变换器进行小信号建模并采纳零极点补偿法对参数进行设计,实际所选参数为：R1=91 k ,R2=4.8 k ,R3=2 k ,C1= 0.1 F,C2=0.02 F,C3=1 F.4 试验结果为验证高压直流开关电源主电路结构和掌握方案的可行

13、性,研制了一台 2.4 kW 的试验样机；主要电路参数：APFC部分为沟通 220 V 输入,输出直流电压 380 V:ZVS 全桥变换器部分,输出直流电压 240 V, 输出电流 10 A, 主功率开关管 VQ1VQ4为 IXFX48N60P48 A/600 V；输出整流二极管 VDR1VDR4 为 DSEI30-10A,箝位二极管 VDs1和 VDs2为DSEI30-06A,变压器初次级匝比为 1.06, 输出滤波电感 Lf=300 H,输出滤波电容值 Cf=56 Fx8,开关频率 fs=80 kHz.图 8a 为 APFC主开关管在 1/3 负载时波形,其实现了软开关；图 8b 为 AP

14、FC输出电压突加半载时的波形,由图可知,其性能较好；由 1/3 负载下所测波形可知,超前、滞后桥臂实现了 ZVS.由 半载变压器次级及整流桥输出电压波形可知,不加箝位二极管电压尖峰超过正常值两倍以上,添加箝位二极管后电压尖峰几乎被排除,解决了整流桥输出寄生振荡问题；可见, DC/DC级掌握系统设计较合理,超前,滞后补偿环节提高了系统的动态性能；名师归纳总结 - - - - - - -第 5 页,共 6 页精选学习资料 - - - - - - - - - 个人资料整理 仅限学习使用5 结论研制了两级结构高压直流开关电源,前级采纳单相有源软开关 PFC,提高功率因数,合理设计谐振参数可实现软开关,降低开关损耗；掌握部分采纳 PI 调剂器,具有较好性能；后级挑选在初级加箝位二极管的改进型 ZVS全桥变换器,试验结果证明该电路结构能够有效抑制次级整流桥输出振荡和电压尖峰,削减损耗；该方法简洁,有用性较强；名师归纳总结 掌握系统进行方案挑选,PID 参数合理设计,提高了高压直流开关电源的动、静态性能；第 6 页,共 6 页- - - - - - -