基于DSP的异步电机无速度传感器的矢量设计说明.doc

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1、 中 国 矿 业 大 学本科生毕业设计学 院：信息与电气工程学院专 业：电气工程与自动化设计题目：基于DSP的异步电动机无速度传感器的矢量控制研究毕业论文（设计）诚信声明本人声明：所呈交的毕业论文（设计）是在导师指导下进行的研究工作与取得的研究成果，论文中引用他人的文献、数据、图表、资料均已作明确标注，论文中的结论和成果为本人独立完成，真实可靠，不包含他人成果与已获得或其他教育机构的学位或证书使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明确的说明并表示了意。论文（设计）作者签名： 日期：年月日毕业论文（设计）使用授权书本毕业论文（设计）作者同意学校保留并向国家有关部门

2、或机构送交论文（设计）的复印件和电子版，允许论文（设计）被查阅和借阅。本人授权农业大学可以将本毕业论文（设计）全部或部分容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或扫描等复制手段保存和汇编本毕业论文（设计）。本人离校后发表或使用该毕业论文（设计）或与该论文（设计）直接相关的学术论文或成果时，单位署名为。论文（设计）作者签名： 日期：年月日指 导 教 师 签 名： 日期：年月日中国矿业大学毕业设计任务书学院 信电学院 专业年级 电气06 - 班 学生有胜任务下达日期： 2010 年 3 月 1 日毕业设计日期： 2010 年 3月 1 日至 2010 年 6 月18 日毕业设计题目：基于DSP

3、的异步电动机无速度传感器的矢量控制研究 毕业设计主要容和要求：1. 复习电力拖动自动控制系统课程，重点学习异步电机变压变频调速系统理论（包括异步电机动态数学模型和坐标变换技术、转子磁场定向矢量控制系统），了解国外无传感器控制的现状与发展趋势；2. 学习TMS320C2812DSP；3 学习观测器理论、模型参考自适应等相关理论； 掌握异步电动机矢量控制的方法；4 完成异步电动机转子磁链估计模型的DSP实现；5. 采用atlabimulink对转子磁场定向矢量控制系统进行仿真。院长签字： 指导教师签字：中国矿业大学毕业设计指导教师评阅书指导教师评语（基础理论与基本技能的掌握；独立解决实际问题的能力

4、；研究容的理论依据和技术方法；取得的主要成果与创新点；工作态度与工作量；总体评价与建议成绩；存在问题；是否同意答辩等）：成 绩： 指导教师签字：年 月 日中国矿业大学毕业设计评阅教师评阅书评阅教师评语（选题的意义；基础理论与基本技能的掌握；综合运用所学知识解决实际问题的能力；工作量的大小；取得的主要成果与创新点；写作的规程度；总体评价与建议成绩；存在问题；是否同意答辩等）：成 绩： 评阅教师签字：年 月 日中国矿业大学毕业设计答辩与综合成绩答 辩 情 况提 出 问 题回 答 问 题正 确基本正确有一般性错误有原则性错误没有回答答辩委员会评语与建议成绩：答辩委员会主任签字： 年 月 日学院领导小

5、组综合评定成绩：学院领导小组负责人： 年 月 日摘 要异步电动机的动态数学模型是一个高阶、非线性，强耦合的多变量系统。采用坐标变换的方式将三相静止坐标系变为两一样步旋转坐标系，可以实现定子电流的解耦，从而实现磁通和转矩的解耦控制，达到直流电机的控制效果。按转子磁链定向使交流调速系统的性能产生了质的飞跃。无速度传感器控制解决问题的出发点是利用检测的定子电压、电流等容易检测到的物理量进行速度估计以取代速度传感器。这样既减少了成本，又提高了控制系统的简易性和鲁棒性。无速度传感器的矢量控制重点是磁链的观测和转速的估计。由于电机在运行过程中的参数会发生变化，必须保证磁链和转速估计的准确性，使系统具有良好

6、的动态性能。本文应用基于超稳定性理论的模型参考自适应系统，对无速度传感器的矢量控制进行转速估计和磁链观测。对系统的仿真结果表明，基于模型参考自适应的矢量控制系统具有良好的静态和动态性能。关键词：异步电机；无速度传感器的矢量控制；模型参考自适应；转速估计；磁链观测 ABSTRACTDynamic mathematical model of asynchronous motor is a higher order、nonlinear、the strong couplingof multivariable system.Using coordinate transformation to chang

7、e the three-phase stationary coordinate system into a two-phase synchronous rotating coordinate system,You can implement a decoupling of the stator current ,to realize the decoupling control of flux and torque ,so as to achieve the effect of DC motor controls.the rotor field oriented control has bro

8、ught essential advances in AC variable speed drive system.the starting point to solve the problem of sensorless control is to use detection of stator voltage and current easily detected physical quantities to replace the speed sensor .In this way, reducing costs, improving the control system simplic

9、ity and robustness.The key of speed sensorless vector control is flux and speed estimation .Because the varies of parameter when the motor running,must ensure that flux and speed estimation accuracy, make the system has good dynamic performance.the speed estimation and rotor flux observation methods

10、 are studied using the theory of Model Reference Adaptive System for the speed sensorless vector control system in the article.the simulation results show the MRAS-based field oriented control system has good static and dynamic performance.Keywords:asynchronous motor；Sensorless vector control；MRAS；S

11、peed estimation；Flux observer目 录1 绪论11.1 引言11.2 电力电子器件和微处理器的发展11.3 无速度传感器矢量控制的研究现状31.3.1 直接计算法41.3.2 模型参考自适应法（MRAS)41.3.3 基于扩展卡尔曼滤波的状态估计算法51.3.4 神经网络法51.4 课题研究的主要容和结构安排52 异步电机的矢量控制理论72.1 异步电机的数学模型72.1.1 异步电机在三相静止坐标系下的数学模型82.1.2 坐标变换与变换矩阵102.1.3 异步电机在两相坐标系下的数学模型122.1.4 异步电机在两一样步旋转坐标系的数学模型132.2 异步电机矢量

12、控制132.2.1 矢量控制的原理142.2.2 转子磁场定向矢量控制原理与结构143 磁链观测和转速估计的方法研究183.1 磁链观测方法研究183.1.1 基于电压模型的方法183.1.2 基于电流模型的方法213.2 基于模型参考自适应的转速辨识213.2.1 基于模型参考自适应系统设计的基本理论223.2.2 基于超稳定性和正实性系统的设计223.2.3 基于转子磁链模型的转速辨识方法243.3 基于改进模型参考自适应方法的无速度传感器研究283.3.1 基于反电动势模型的速度辨识283.3.2 基于瞬时无功功率模型的速度辨识283.4 本章小结294 无速度传感器矢量控制系统仿真研究

13、304.1 基于电流模型磁链估计的控制系统仿真304.1.1 基于电流模型的无速度传感器矢量控制系统仿真电路图304.1.2 仿真模型子系统说明304.2 基于电压模型的无速度传感器矢量控制系统324.3 仿真结果分析334.4 本章小结385 基于DSP的系统硬件395.1 主电源电路的设计395.1.1 整流电路部分405.1.2 滤波电路部分405.1.3 逆变电路部分415.2 控制电路与外围电路的设计415.2.1 DSP控制芯片的特点415.2.2 电源电路435.2.3 电流、电压检测电路445.2.4 保护电路456 系统的软件设计466.1软件设计概述466.1.1 混合编程

14、方法466.1.2 数据定标466.1.3 软件变量的标幺值表示法466.2 系统控制软件的任务与设计方案476.3 系统软件模块的实现486.3.1 初始化模块486.3.2 电流采样模块496.3.3 故障中断服务程序模块496.3.4 PI调节器模块506.3.5 基于MRAS的磁链、转速观测模块516.4 系统软件抗干扰设计527 总结与展望547.1 总结547.2 后期工作展望54参考文献55翻译部分56中文译文56英文原文62致6970 / 811 绪论1.1 引言现代社会，电机作为主要的动力设备广泛的用于工农业生产、国防、科技以与社会生活的方方面面。而很多场合都需要对电机进行调

15、速，如车辆，、电梯、机床与造纸机械等，而风机、水泵等为了减少损耗，节约电能也需要调速。从20世纪20年代起就开始使用直流调速系统，直流电机由于其励磁电路和电驱电路互相独立，可以分别控制励磁电流和电驱电流，从而控制励磁磁链和转矩。其优点是调速围宽、静差小、稳定性好、易于实现速度调节和转矩控制，具有良好的动态性能等。但由于直流电动机采用机械接触式换向器，结构复杂、制造费时、价格高、易于磨损、维护麻烦，并且难向高转速、高电压、大容量发展，这就限制了直流电动机的应用。交流电机则因其结构简单、坚固耐用、运行可靠、成本低、易维护、可适应于大容量调速和工作于恶劣环境等优点，因此人们一直期望将交流电机应用到高

16、性能调速系统中去，随着电力电子技术和控制技术的发展，交流调速性能完全可以和直流调速媲美12。1885年，世界上第一台交流电机问世，交流电机出现后，特别是鼠笼型异步电机，由于结构简单、坚固耐用、转动惯量小、运行可靠、制造方便、价格低廉、容量没有限制，维护方便，对环境要求不高等优点被广泛使用。但是交流电机调速比较困难，早期的应用主要是调压调速，电磁转差离合器调速，绕线式异步电机转子串电阻调速，30年代提出了绕线式异步电机串级调速的方法，这些方法都是在电机旋转磁场的同步转速恒定的情况下调解转差率，效率都很低。另一类调速方法是调解电机旋转磁场的同步速度，只是一种高效的调速方法，即通过变频来实现。交流调

17、速方案虽然早已有多种发明并得到实际应用，但其性能却始终无法与直流调速系统相匹敌。直到1968年，Darmstader工科大学的Hasse博士，发表了第一篇关于矢量控制的论文；1971年，联邦德国学者、西门子公司的F.Blaschke将这种一般化的概念形成系统理论，并以磁场定向控制为名称的专利的形式发表。磁场定向控制理论（即通常说的矢量控制）的出现，使得交流调速技术34发生了一次质的飞跃。基于异步电机模型多变量、强耦合、非线性的本质特点，矢量控制原理引入了坐标变换，在讲原本复杂的异步电机模型等效为M-T模型的基础上，再进一步简化为类似如直流电机的模型。由于坐标变换后的电机模型考虑了瞬态的情况，不

18、仅可以较准确地控制电机的稳态性能，而且也能保证实现良好的动态性能，为交流变频调速系统的高性能化奠定了强有力的理论基础，一直被认为天经地义的交流拖动的分工格局被逐渐打破，高性能交流调速系统应用的比重逐年上升。1.2 电力电子器件和微处理器的发展在现代电机控制系统中，无论是直流电机控制还是交流调速系统，都需要可控的电源，在20世纪50年代，可控电源都是旋转变流机组，控制器件都是电磁器件，整个控制设备庞大而笨重。50年代末出现了静止的电力电子变流装置以后，逐步解决了变流装置的减少设备、缩小体积、降低成本、提高效率、消除噪声等问题，使电机控制系统获得了飞跃发展，从此“电子”进入了强电领域，电力电子器件

19、成为弱电控制强电的纽带，电力电子变流器成为电机控制系统的核心。矢量控制技术的提出，提高了交流调速系统的静、动态性能，但是要实现矢量控制，如用复杂的模拟电子电路来实现，其设计、制造和调试都很麻烦，有些计算功能根本无法实现。采用微处理器控制以后，用软件实现矢量控制算法，使硬件电路规化，既降低成本，又提高了可靠性。由此可见，电力电子器件和微处理器的应用是现代交流调速系统发展的两项必备的物质基础，电力电子器件和微处理器的迅速发展是推动交流调速系统不断更新的动力。50年代末，第1个普通晶闸管(SCR)在美国通用电气公司的实验室诞生，标志着现代电力电子技术的开端。近20年来，电力电子器件的发展非常迅猛，从

20、只能触发导通不能控制关断的半控型器件(如晶闸管)，到可以控制导通和关断的全控型器件;从电流控制到电压控制(场控);从低频开关到高频开关;从单片元件到模块化、集成化;从小功率( 1 Mw)，新一代的器件带来新一代的变流器，又推动了新一代电机控制系统的产生，成为现代电机控制技术发展的先锋5。晶闸管是初期可控变流装置采用的主要器件，由于它只能触发导通不能控制关断，所以是半控器件，用于可控整流很适合，若用于可控的逆变器，就需要强迫换流电路，使装置复杂化。因此70年代以后，人们陆续研制出各种全控器件用于交流调速系统，常用的全控器件有P-MOSFET, BJT, GTO和IGBT等。其中BJT和GTO是电

21、流控制型，而P-MOSFET和IGBT是电压控制型，即场控器件。 P-MOSFET的优点是驱动功率小、开关时间短、安全工作区宽，几乎没有二次击穿效应，可靠性较高;其缺点是导通压降大，只适用于高频小功率的应用场合。BJT的很多特征和P-MOSFET相反，其主要缺点是开关期间可能发生局部过热的二次击穿，使器件损坏，其开关频率低于5kHz，因此噪声较大。GTO主要用于数千kVA的大容量变流器，如电气机车、大型轧钢机、矿井卷扬机等，近年来，国产的GTO已经做到2500V, 2000A的水平，而三菱公司己推出6000V, 6000A的水冷GTO器件，但配置恰当的驱动电路和缓冲电路是GTO应用中的两大难点

22、。80年代出现的IGBT融合了MOSFET和BJT的优点，开关频率高、MOS门极驱动、导通压降小、安全工作区宽，IGBT构成的变频器噪音低，因此在中小容量应用已经逐渐取代BJT。提高电压和降低通态压降是发展IGBT的主要矛盾，目前，新一代IGBT的电压己经提高到3.34.5kV，而导通压降为1.52.2V。在大功率电力电子器件中，正在研制场控化的GTO，即MCT，目前研制样品虽已达到1000V 、100A的水平，但还处于研究开发阶段。另一种方案则是提高IGBT的电压、电流等级，目前也取得了一些发展。由于各种开关器件的工作原理不同，它们所能承受的开关功率和开关频率也不一样，一般来说，开关频率越高

23、的器件，允许的开关功率就越小，MOSFET的允许功率最小而频率最高，IGBT和BJT次之，GTO再次之，SCR的功率最大而频率最低。随着超大规模集成电路制造技术的提高，电力电子技术领域的新趋势是发展功率集成电路(PIC )，将电力电子器件和驱动电路、保护电路、一部分检测电路、甚至和微机的接口电路等集成在一个芯片，使整个器件的可靠性大为提高，而且设备体积小、功能多、成本低，用户省去设计驱动电路和保护电路的麻烦，使用起来大为方便。目前PIC只能达到低压小功率的水平，如智能功率模块(IPM ),作为PIC的过渡产品，在交流变频调速器中已大量使用。本文实验部分就是采用三菱公司的IPM (PMI5RSH

24、120)，该模块耐压为1200V,额定工作电流为15A,开关频率为20kHz，可用于2.2KVA的三相变频功率输出。其部集成了驱动和保护电路，使硬件电路设计和开发变得简单可靠。 在现代交流调速系统中，由模拟电子电路构成的模拟控制已不能适应复杂的控制策略和大量数据计算的需要，由微处理器为核心的数字控制已经成为交流调速控制器的主要形式。微处理器构成的数字控制优越性表现为: 1)控制器的硬件电路标准化程度高、成本低、可靠性高。 2)控制软件可以根据需要替换、修改或移植，灵活性大，稳定性好。 3)信息存储、诊断和检控的能力不断提高，随着CPU运算速度的存储容量的提高，能够实现各种新型的复杂控制策略。早

25、期用于电机控制的微处理器是各种类型的单片机，如Intel公司的51系列和1%系列单片机，都得到了广泛应用，特别是80C 196MC具有片波形发生器(WFG)，可产生3对独立的PWM信号，适合于交流感应电机控制，在一般的变频器中很多采用这种单片机。这类单片机具有丰富的硬件和软件资源，也可以用于实时控制，但是当需要大量数据计算处理或浮点运算，对快速性要求较高时，则能力不足。为了进一步提高运算速度，特别是对矢量控制这种具有复杂的控制方案和数据计算的场合，80年代初出现了数字信号处理器(DSP )，目前最常用的则是仪器公司(TI)的TMS320系列DSP o1982年，仪器公司推出了第1个TMS320

26、系列产品TMS32010，该产品被“电子产品”杂志授予“年度产品”的荣誉，如今TMS320已发展到拥有定点、浮点与多处理器等各种型号的系列产品，是世界市场上占有量最大的DSP，已广泛用于数字信号处理、自动控制等领域。90年代TI公司又推出一种专门用于数字电机控制(DMC)的DSP产品:TMS320F/C24x系列。24x属于16位定点DSP基于C2000平台，以C2xLP为运算核，它将高性能的CPU和众多外设接口集成在一个芯片。24x的体系结构设计是基于一种改进的哈佛结构，程序存储空间、数据存储空间和输入/输出端口是并行分布设计的，其指令执行采用4级流水线操作，大多数指令都是单周期指令(50n

27、s )。特别是CPU部具有1个硬件乘法器，使得乘法运算也只需1个指令周期即可完成，大大提高了运算速度，可用于对快速性和实时性要求很高的控制。 24x部具有一个“事件管理器”，包括定时器、比较单元以与PWM产生电路，可以根据需要产生6路互补的、带死区控制的PWM信号。24x还具有8路片10位A/D转换，可以直接对电流或电压检测信号进行A/D转换，当然24x还具有串行通讯、中断控制等功能，所有这些功能使得24x特别适合于交流调速控制。本文实验部分就是采用F243作为控制器运算核心。1.3 无速度传感器矢量控制的研究现状以转子磁链定向的矢量控制系统已经广泛应用在高性能的工业应用场合，转速的闭环控制环

28、节一般是必不可少的。因此很多情况下，人们是利用同轴安装的速度传感器测速度。由于速度传感器的安装给系统带来了一些缺陷：（1） 增加了系统的成本，精度越高的码盘价格也越贵。（2） 码盘在电机轴上的安装，安装不当将影响测速精度，降低系统的可靠性。（3） 在高温、高湿、多尘的恶劣环境下无法工作，而且码盘工作精度易受环境条件的影响。 因此，无速度传感器技术67的研究显得更为迫切，成为研究的热点。近年乃研究较多的是无速度传感器矢量控制技术，无速度传感器的矢量控制技术是在常规带速度传感器的矢量控制的基础上发展起来的，除电机转速信息的获取途径、方法不同之外，仍沿用磁场定向控制技术。因此，无速度传感器矢量控制技

29、术的核心是如何准确地获取电机的转速信息。无速度传感器矢量控制的一般方法是：从电机定子边较易测量的量中（如定子电压，定子电流）计算出与速度有关的量，然后得到转子速度、转矩和磁链并将其应用到速度闭环控制系统中，目前研究较多的是以下几种方法：1.3.1 直接计算法直接计算法是利用异步电机的状态方程，从电机的电磁关系与转速的定义中得到转速的表达式。其中一种是利用同步转速减去转差转速得到电机的转子速度8。同步转速和转差转速均可在已实现磁场定向控制的前提下利用稳态公式得到。为了克服磁链计算时的积分漂移问题，提出利用转子反电动势计算同步转速。早期的ABB、日立、东洋电机的无速度传感器矢量控制产品中采用的就是

30、这种基于转子反电动势的直接计算法。显然，直接计算法是比较典型的基于电机精确模型的开环转速估计方法，其优点是直观性强，计算量小，基本没有迟延，现在市场上出现的一些无速度传感器变频器仍有一部分是基于此方法设计的。但该方法的缺陷也很明显：计算过程中用到了大量电机参数，因此该方法完全依赖电机参数的准确性和磁链的观测精度，如果电机运动过程中某个参数发生明显变化，得到的速度将会远远偏离真实转速，所以难以保证系统的抗干扰性，甚至可能出现不稳定的情况。一般在速度计算的同时需要进行电机参数的辨识和误差校正，才能得到较好的转速估计结果。1.3.2 模型参考自适应法（MRAS)模型参考自适应（MRAS）方法的转速估

31、计的基本思想，对同一控制对象，将不含位置参数的数学模型作为参考模型，将含有待辨识参数的模型作为可调模型，两个模型应该具有一样物理意义的输出，利用两个模型的误差构成的自适应率来实时调节可调模型的参数，达到控制对象的输出跟踪参考模型的目的，由于采用闭环观测模型，因此辨识的精度比直接法要高，抗干扰性强，因而应用围广。利用模型参考自适应系统估计转速和转子磁链的方法最早由ColinSchauder9在1989年提出来的，他利用电机的定子电流对转速进行估计，将不含转速的磁链方程（电压模型）作为参考模型，含有待辨识转速的磁链方程（电流模型）作为可调模型，建立了一个模型参考自适应系统，以转子磁链比较输出的误差

32、作为广义误差信号，采用比例积分自适应律进行速度的估计，以达到可调模型的输出跟踪参考模型的输出，从而辨识转子磁通和转速。利用波波夫（popov)超稳定理论给出了转速估计的算法。人们在此基础上采用MRAS的矢量控制进行了大量研究，并取得了一定的成果1011。由于仍然采用电压模型法转子磁链观测器来作为参考模型，电压模型的一些固有缺点在这一辨识算法中仍然存在。为了削弱电压模型中纯积分的影响，YHori12引入了输出滤波环节，改善估计性能，但同时带来了磁链估计的相移偏差，为了平衡这一偏差，同样在可调模型中引入一样的滤波环节，经过改进后的算法，在一定程度上改善了纯积分环节带来的影响。以上几种转速估计和磁链

33、观测方法在参考模型中需要一种积分环节，并且受到定子电阻变化的影响，使得低速时转速误差较明显，对此PengFangCheng等提出了新的模型参考自适应方法，采用定子反电动势代替转子磁链作为参考模型和可调模型的观测对象，从而避免了在参考模型中的纯积分运算，在低速时具有较好的转速估计能力。1.3.3 基于扩展卡尔曼滤波的状态估计算法通过分析异步电机在两相坐标系的数学模型，这是一组非线性方程，将这组方程和机械运动方程联合起来，且如果认为电机转速在短时间(采样周期)保持不变，这将构成一组新的非线性方程，其中的状态变量为 。而定子电压 为输入变量，输出为 。按照系统辨识的方法，对非线性方程进行状态估计的有

34、效方法是扩展卡尔曼滤波算法，因此人们自然想到利用卡尔曼滤波来估计转速和磁链的方法。在矢量控制系统中，转子时间常数对系统动态性能影响很大，P. Muraca13等提出一种利用扩展卡尔曼滤波估计转子磁链和时间常数的方法，作者从电机的数学模型出发，推导出以转子磁链和时间常数为状态变量的降阶状态方程，然后利用扩展卡尔曼滤波算法对这3个变量进行估计，计算过程中认为其他量都是已知量，对算法的仿真结果表明变量估计值很快收敛于实际值，说明这种方法可以在线估计电机状态参数。通过分析异步电机的状态方程，认为由于定子电流己经测得，不需要再估计，因此得到以转子磁链和转速为状态变量的3阶状态方程，利用扩展卡尔曼滤波对变

35、量进行估计，并利用DSP开发系统进行了实验研究，实验结果显示出算法的正确性。TI公司的研究报告则是利用扩展卡尔曼滤波对电机的定子电流、转子磁链和转速5个状态变量同时进行估计。本文作者对以上文献进行了阅读分析后认为，虽然降阶的卡尔曼滤波算法只对转子磁链和转速进行估计，不用对电流进行估计，减少了一定的计算量，但是由5阶状态方程推导出3阶方程也一样加大了中间过程的计算量，并且使计算的准确性下降。在利用高速处理能力的DSP情况下，稍微复杂一点的计算不再是问题，这样会使准确性提高。1.3.4 神经网络法 近年来随着智能控制的理论的发展，人工神经网络的方法也被利用率实现速度估计，人工神经网络因其具有自适应

36、、自学习本质，对不确定的复杂问题表现出很强的控制能力，因此被广泛应用于非线性控制领域，而异步电机转速估计正式这样一类问题，因而近年来出现了相当多的用神经网络做异步电机转速估计的研究。利用神经网络对异步电机矢量控制的反馈信号磁链、转矩以与磁链的相位进行辨识。以电机终端测量的电压、电流信号作为输入样本，通过对多层非线性前向网络进行训练并将辨识结果用于矢量控制系统的反馈输入。这样的神经网络估计器计算速度快，容错性强，抗谐波干扰，它的缺点是反复的训练会花费大量时间。虽然神经网络应用于电机控制取得了一些成果，但这些研究都还不大成熟，并且很多事通过仿真来实现的，工业应用尚处于起步阶段，还需要专门的硬件平台

37、来支持，离实用化还有一定的距离，然而，随着神经网络理论与技术的不断完善，必定会对交流传动控制技术带来巨大的变化。1.4 课题研究的主要容和结构安排通过上面几种控制方案的比较，转子磁场定向控制方案具有较高的性能和实用价值，使交流调速系统的性能产生了质的飞跃。无速度传感器矢量控制更是增加了系统的简易性和鲁棒性。本文从矢量控制出发，结合电流滞环跟踪PWM(CHBPWM)控制技术，建立了基于自适应状态观测器的无速度传感器矢量控制系统仿真模型，并用Matlab/simulink仿真软件对系统进行了仿真分析，最好采用TI公司的电机控制专用DSP芯片TMS320F2812为核心进行了实验系统的硬件和软件设计

38、。论文基本结构如下：第一章介绍了研究背景、方法，以与矢量控制和无速度传感器技术的国外发展状况和趋势。第二章 对异步电动机数学模型、矢量控制、矢量变换的基本原理进行了介绍。第三章 介绍了基于电流模型和电压模型的两种磁链估计方法，并对无速度传感器技术进行研究，在带速度传感器矢量控制系统的基础上，以模型参考自适应的理论出发，建立了速度辨识方案的数学模型，并对其进行了稳定性证明。第四章 通过Matlab/simulink软件建立了基于MRAS转速估计的无速度传感器矢量控制系统的仿真模型，分别对基于电流模型和电压模型磁链估计方法进行了分析和比较。第五章 在仿真的基础上，对实验系统进行了硬件设计，包括主电

39、路、控制电路、驱动与保护电路的设计与实现。 第六章 详细介绍了基于DSP的无速度传感器矢量控制系统软件实现流程，各中断子程序流程图与各个模块的实现。第七章 分析和总结实验结果，并给出了提出后续工作和有待进一步研究的容。2 异步电机的矢量控制理论 本章首先阐述异步电动机的三相坐标系下的数学模型，然后根据坐标变换理论，得到了它在两相静止坐标系下和两一样步坐标系下的数学方程，在此基础之上介绍了异步电机的矢量控制原理14。2.1 异步电机的数学模型 由于异步电机矢量控制调速系统的控制方式比较复杂，要确定最佳的方式，必须对系统动静态特性进行充分的研究。异步电机本质上是一个高阶、非线性、强耦合的多变量系统

40、，为了便于研究，一般进行如下假设: （1)三相定子绕组和转子绕组在空间均分布，即在空间互差所产生的磁动势沿气隙圆周按正弦分布，并忽略空间谐波; (2)各相绕组的自感和互感都是线性的，即忽略磁路饱和的影响; (3)不考虑频率和温度变化对电阻的影响; (4)忽略铁耗的影响。 无论三相异步电动机转子绕组为绕线型还是笼型，均将它等效为绕线转子，并将转子参数换算到定子侧，换算后的每相绕组匝数都相等。这样异步电机数模型等效电路如图2.1所示。 图2.1 异步电机的物理模型图2.1中，定子三相对称绕组轴线A、B, C在空间上固定并且互差 ，转子对称绕组的轴线a、b、 c随转子一起旋转。我们把定子A相绕组的轴

41、线作为空间参考坐标轴，转子a轴和定子A轴间的角度作为空间角位移变量。规定各绕组相电压、电流与磁链的正方向符合电动机惯例和右手螺旋定则。这样，我们可以得到异步电机在三相静止坐标系下的电压方程、磁链方程、转矩方程和运动方程。2.1.1 异步电机在三相静止坐标系下的数学模型 1、三相定子绕组的电压平衡方程为(2-1)式中以微分算子P代替微分符号相应地，三相转子绕组折算到定子侧的电压方程 (2-2)式中：为定子和转子相电压的瞬时值；为定子和转子相电流的瞬时值； 为定子和转子相磁链的瞬时值；为定子和转子电阻。将定子和转子电压方程写成矩阵形式： (2-3)2、磁链方程 由于绕组的磁链是它本身的自感磁链和其

42、它绕组对它的互感磁链之和，因此，根据图2-1可列出三相异步电机的磁链方程（2-4）或者写成： (2-5)式中L是6x6电感矩阵，其中对角线上元素是各绕组的自感，其余元素是各烧组间的互感。与电机绕组交链的磁通主要有两类:一类是只与一相绕组交链而不穿过气隙的漏磁通;另一类是穿过气隙的互感磁通，称为主磁通。对于各相绕组，它所交链的磁通是主磁通与漏磁通之和，因此定子各相自感为 (2-6)转子各相自感为： （2-7）在假设气息磁通为正线分布的条件下，两相绕组间的互感为： (2-8) (2-9)(2-10) (2-11) (2-12)从以上方程可知，定子绕组和转子绕组之间的互感与转子位置角 有关，它们是变

43、参量，这是系统非线性的一个根源。将方程(2-8)-(2-12)带入式(2-4)，即可得到磁链方程。 3、电磁转矩方程由机电能量转换原理，可得到电磁转矩方程(2-13)从上式可以看出，电磁转矩是定子电流、转子电流与角的函数，是一个多变量，非线性且强耦合的函数。 4、运动方程 电机的运动方程为 (2-14)式中 为负载转矩;为转动惯量。对于恒转矩负载，阻尼系数D=0,则有 （2-15）2.1.2 坐标变换与变换矩阵 如果将交流电机的物理模型等效地变换成类似直流电机的模式，分析和控制问题就可以大为简化。上节中得到的异步电机动态数学模型非常复杂，要分析和求解这些非线性方程显然是非常困难的，即便是做了一

44、些假设，要画出清晰的结构图也并不容易。采用坐标变换的方法可以使变换后的数学模型容易处理一些，有利于异步电机的分析和控制。因此，坐标变换是实现矢量控制的关键。由异步电动机坐标系可以看到，它涉与到了两种坐标变换式:3s/2s变换和2s/2r旋转变换，又称克拉克(Clark)变换和2s/2r变换即派克(Park)变换。通过坐标变换的方法，使得变化后的数学模型得到简化。 1. 3/2变换(Clark变换) 由电机学原理可知，交流电机三相对称的静止绕组A、B、C，通以三相平衡的正弦电流 、 、 时，产生的合成磁动势是旋转磁动势F，且以同步转速旋转。两相绕组的轴线分别为、 ，空间位置相差，构成、 两相静止坐标系(坐标轴逆时针超前坐标轴)。在该两相固定绕组 、 中，加时间上相差的两相平衡交流电流 、时，同样也可以产生与三相定子合成磁动势一样的空间