雷达对抗原理第8章-干扰机构成及干扰能量计算ppt课件.ppt

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1、第8章 干扰机构成及干扰能量计算第8章 干扰机构成及干扰能量计算8.1 单部有源干扰系统的基本组成和主要性能指标8.2 干扰系统的有效干扰空间8.3 干扰机的收发隔离与效果监视8.4 载频移频技术8.5 数字射频存储(DRFM)干扰技术第8章 干扰机构成及干扰能量计算8.1 单部有源干扰系统的基本组成和主要性能指标单部有源干扰系统的基本组成和主要性能指标8.1.1 单部有源干扰机的基本组成单部有源干扰机的基本组成如上所述，有源干扰的基本原理分为遮盖性干扰和欺骗性干扰，它们分别是从降低雷达对真目标的发现概率，提高雷达检测的虚警概率，炮制错误的目标参数等方面来破坏和扰乱雷达的正常工作的。单部有源干

2、扰机是指在空间集中在一起的一个干扰系统，它也是组成空间分布式有源干扰系统的基础，是在战场综合电子战系统的统一指挥控制、信息支援条件下，执行作战任务的基本单元。第8章 干扰机构成及干扰能量计算图8-1 单部有源雷达干扰系统的组成第8章 干扰机构成及干扰能量计算典型的单部有源雷达干扰系统组成如图8-1所示。其中雷达侦察引导子系统是由战区内陆、海、空、天分布的各种雷达侦察平台与本机的侦察引导资源共同担任的，负责提供本干扰机所在当前战场电磁环境中敌方威胁雷达的信息，并将本机侦收的结果提交上级指控中心；然后雷达系统综合上级指控中心的管理控制命令和本机侦收结果，确定各威胁雷达的威胁等级，分配和调用本机所辖

3、的干扰资源，为其制定最合适的干扰样式和干扰参数，经过功率合成与波束形成，向指定的空间发出各种干扰信号。常用的干扰资源主要有：以压控振荡器(VCO)为代表的引导式干扰资源，以射频存储(RFM)为代表的转发式干扰资源，以数字干扰合成为代表的数字合成(DJS)式干扰资源。第8章 干扰机构成及干扰能量计算1) 引导式干扰资源的基本组成引导式干扰资源的基本组成如图8-2所示。引导式干扰资源的工作过程是：由干扰决策和资源管理单元提供的威胁雷达信号频率数据f0，调频干扰波形和参数数据FM，调幅干扰波形和参数数据AM，通过频率设置电路产生对应的直流调谐电压U(f0)，控制VCO振荡器的中心频率fj0，并力求使

4、频率偏差f=|fj0f0|尽可能小(该偏差一般称为置频误差或频率瞄准误差)；调频信号产生电路输出指定调制波形和参数的频率调制信号UFM(t)，使VCO以fj0为中心，产生指定带宽fj的调频干扰信号；调幅信号产生电路输出指定调制波形和参数的幅度调制信号UAM(t)，使输出干扰信号幅度发生相应的变化。第8章 干扰机构成及干扰能量计算图8-2 引导式干扰资源的基本组成第8章 干扰机构成及干扰能量计算目前引导式干扰资源的VCO大多采用微波固态器件，具有较高的调频斜率，容易获得很大的fj。幅度调制主要采用固态PIN调制器，其它电路主要采用FPGA和DAC混合电路，具有良好的波形产生和参数设置的数字编程控

5、制能力，简捷可靠，价格低廉。它的主要缺点是输出信号与雷达信号非相参，因此在相参雷达信号处理的过程中干扰能量的分布较为分散。第8章 干扰机构成及干扰能量计算2) 转发式干扰资源的基本组成转发式干扰资源的基本组成如图8-3所示。转发式干扰资源的基本干扰信号来源于被干扰的雷达发射信号，因此自身必须具有接收机。转发式干扰发射之前一般由干扰决策和资源管理单元提供初始引导，首先需要判断当前是否存在需要干扰的威胁雷达信号，是否需要对其实施转发式干扰。如果确实存在需要实施转发式干扰的威胁雷达信号，则还要设置转发式干扰资源当前的工作频段、转发干扰的调制样式和调制参数等。转发式干扰资源具有直接转发、存储转发和组合

6、转发3种工作模式。第8章 干扰机构成及干扰能量计算直接转发干扰是将接收天线截获的带内信号经过带通滤波、低噪声放大、定向耦合器，主路输出经过移频调制、激励放大和末级功放，输出干扰信号。定向耦合器的辅路输出信号经过包络检波、放大、门限检测后送交干扰调制信号产生电路。干扰调制信号产生电路输出移频干扰的调制信号和末级功放的脉冲调制信号。因此直接转发干扰信号本质上是对接收信号的移频和放大，具有较好的相参性，也容易获得很大的瞬时带宽，且只要信号处于其瞬时带宽内，反应十分迅速，但每次只能产生一个转发信号，还必须具有良好的收发隔离度。对此将在8.4节详细讨论。第8章 干扰机构成及干扰能量计算图8-3 转发式干

7、扰资源的基本组成第8章 干扰机构成及干扰能量计算与直接转发干扰不同的是：存储转发干扰是将定向耦合器的主路输出送给了RFM，由RFM完成射频信号的保存和输出，相应的干扰调制信号产生电路需要产生对RFM的一系列控制信号。如果忽略RFM的失真，则存储转发干扰信号也是对接收信号的多次延迟、移频和放大，同样具有较好的相参性。RFM的种类很多，瞬时带宽差别很大，如果信号处于其瞬时带宽内，反应也比较迅速，且每次能产生许多个转发信号。详情将在8.5节详细讨论。组合转发干扰综合了直接转发干扰快速和存储转发干扰多次的特点，通过合路器将两种干扰信号组合在一起，并且可以分别控制两者转发干扰信号的功率，在一般情况下使直

8、接转发干扰工作在线性增益状态，以满足收发隔离的要求；使存储转发干扰工作在饱和发射状态，以获得最大的干扰输出功率。第8章 干扰机构成及干扰能量计算3) 数字合成式干扰资源的基本组成数字合成式干扰(DJS)资源是随着近年来高速数字电路和器件技术的发展而出现在雷达干扰领域的，其基本组成如图8-4所示。这种干扰资源的工作过程是：干扰判决管理单元提供需要同时干扰的基带信号种类n，每一种信号的调制样式和调制参数，或者是每一种信号的功率谱。数字干扰波形合成单元按照上述要求首先产生相应的n种基带干扰信号合成波形的连续数据流，为了获得尽可能大的瞬时干扰带宽，基带干扰信号通常采用正交零中频数字波形，直接通过双路D

9、AC转换成为正交零中频模拟信号，或者通过数字上变频(DUC)和DAC后，成为具有一定非零载频的基带干扰信号，再经过变频、滤波达到指定的微波频段。 在理想情况下，DJS输出的每一区干扰功率谱都是对该区内威胁雷达信号的最佳干扰样式。因此DJS干扰的突出优点是：便于连续、同时干扰多威胁信号，干扰功率谱的分配和使用合理，合成干扰信号的精度高。但DJS的波形数据生成需要一定的时间，因此它的反应时间比较长，此外它对后续模拟电路的线性要求较高，否则会引起较大的同时多信号交调。第8章 干扰机构成及干扰能量计算图8-4 数字合成式干扰资源的基本组成第8章 干扰机构成及干扰能量计算8.1.2 分布组网式有源雷达干

10、扰系统的基本组成分布组网式有源雷达干扰系统的基本组成早期的雷达干扰系统将引导、指控和干扰设置在同一平台上，无需使用无线数据链路，适于独立作战使用。以后加装了简单的通信链路，可以实现简单的人工指挥和任务分配。随着战场电磁信号环境的日趋复杂，威胁雷达的不断增加，迫使干扰系统的规模急剧膨胀，战术技术指标要求越来越高，而各种限制条件却越来越苛刻，甚至到了无法实现的程度。分布组网式有源雷达干扰系统是由若干雷达侦察引导传感器、指控中心和雷达干扰机通过专用或通用数据链路组织在一起的，它的作战对象是战场环境中的全体敌方威胁雷达。雷达侦察引导传感器网络向各级指控中心报告当前战场的威胁雷达信息和威胁态势，指控中心

11、完成战场威胁判决、干扰决策、干扰资源管理和控制，并将决策结果分发给各干扰机和干扰资源。雷达干扰系统一般采用地域分层组网原则，就近引导、指控和干扰，再由指控中心完成与高层系统的信息交互。第8章 干扰机构成及干扰能量计算8.1.3 有源雷达干扰系统的主要性能指标有源雷达干扰系统的主要性能指标1 有效辐射功率有效辐射功率(ERP)有效辐射功率是干扰机的发射功率PJ与干扰发射天线增益GJ的乘积，即ERP=PJGJ(8-1)它表明了干扰机在主瓣方向上的干扰发射功率。对于采用n阵元空间发射功率合成方式的干扰机ERP=PJGJn2(8-2)式中, PJ、GJ分别为每个阵元的发射功率和增益，为合成效率。第8章

12、 干扰机构成及干扰能量计算在一般情况下，干扰机末级功放处于饱和输出状态，PJ就是其饱和输出功率PJS，与接收到的雷达信号功率Pin无关(恒功率发射)。但对于直接转发式的干扰发射机，当Pin低于饱和输入信号功率Pins(通常Pins=PJS/KP，KP为转发增益)时，其PJ是对Pin的线性放大(恒增益发射)；当Pin高于Pins时，输出信号功率为饱和输出功率PJS，即(8-3)insininsinJSinPJ PPPPPPKP第8章 干扰机构成及干扰能量计算2 干扰的工作频率范围干扰的工作频率范围JF、干扰带宽、干扰带宽fj、频率引导、频率引导精度精度fJ、引导时间、引导时间tJFJF是指干扰发

13、射机能够工作的频率范围，通常应包括所有预定被干扰雷达的工作频率范围；fj是指任意瞬间干扰的功率谱宽度；fJ是指干扰发射信号与被干扰雷达中心频率的偏差；tJF是指从被干扰雷达信号到达至发出指定干扰信号之间的时间间隔。第8章 干扰机构成及干扰能量计算对于引导式干扰资源，fJ主要是测频误差f与置频误差fs的代数和：fJ=f+fs。对于频率瞄准式干扰，通常要求fJfr/2；对于频率阻塞式干扰，通常要求fJfj/2。tJF主要是测频时间tf与置频时间tfs之和：tJF=tf+tfs。对于SFJ，通常要求tJF2Rtj/c，Rtj为近距离干扰与目标相对于被干扰雷达的导前距离，以便能够瞄准干扰捷变频雷达；对

14、于其它干扰，tJF应尽可能小于被干扰雷达的变频时间，以便采用频率瞄准干扰。对于转发式干扰资源，通常fJ=0，tJF为最小转发迟延。对于波形合成式干扰资源，由于数值计算的精度很高，fJ主要来自测频误差f，但tJF是测频时间tf与波形数据产生、处理、合成输出时间之和，需要的时间较长。第8章 干扰机构成及干扰能量计算3干扰的工作空间范围干扰的工作空间范围J、干扰波束宽度、干扰波束宽度J、指向引导、指向引导精度精度J、指向引导时间、指向引导时间tJJ是指干扰发射天线能够指向的角度范围，通常应包括所有预定被干扰的雷达方向；J是指任意时刻干扰波束3 dB点之间的宽度；J是指干扰发射天线对被干扰雷达方向的指

15、向偏差；tJ是指从被干扰雷达信号到达至对其方向发出干扰信号之间的时间间隔。对于引导式干扰资源，J主要是测向误差与方向设置误差s的代数和：J=+s，通常要求JgJ，则可以保证干扰机工作时不会发生收发自激(但不能保证侦收信号信噪比不降低)；如果ggJ，则会出现干扰机收发自激。第8章 干扰机构成及干扰能量计算1. 降低收发天线之间的耦合降低收发天线之间的耦合收发天线间的耦合包括直接耦合(由发射天线直接传播到接收天线)和间接耦合(发射天线经由其它路径传播到接收天线)。降低各种耦合的主要措施有：(1) 增大收发天线间的距离。(2) 减小收发天线相互指向的旁瓣电平。 (3) 极化隔离。(4) 在收发天线之

16、间增加吸收性隔离屏，使其不能直接传播；对发射天线周围的金属材料表面进行电波吸收处理，降低间接耦合。第8章 干扰机构成及干扰能量计算2. 采用收、发时分工作方式采用收、发时分工作方式由于隔离度的门限要求很高，而提高实际隔离度又受到各种因素的限制，因此在许多干扰机中普遍采用收、发时分工作方式，即对干扰机的发射时间开窗(Lookthrough)，在窗口宽度tW内关闭干扰发射，保证侦察机在窗口内具有足够的侦察引导工作时间。窗口宽度之外为干扰发射时间，此时闭锁侦察接收机。窗口周期TW应视侦察接收机的工作需要设定，但总的工作比(8-19)%5%1WWTt第8章 干扰机构成及干扰能量计算3. 灵敏度灵敏度发

17、射功率控制发射功率控制该方法是根据当前接收信号功率和干扰发射功率之间的需求关系，动态地调整接收机灵敏度和干扰发射功率，使其满足式(8-18)的要求。该方法特别适合于转发式自卫干扰机，当接收雷达信号功率小时，目标距离远，需要的干扰功率也可以适当减小；接收雷达信号功率大时，目标距离近，需要的干扰功率也要增大。只要保持转发增益低于隔离度门限，就可以有效地达到收发隔离的目的。第8章 干扰机构成及干扰能量计算8.3.2 干扰效果的监视干扰效果的监视效果监视的主要任务是：(1) 监视周围威胁雷达信号环境有无变化。这些变化包括出现了新的威胁雷达信号，原有的威胁雷达信号消失了，威胁雷达信号的参数或威胁程度发生

18、了变化等。(2) 监视被干扰的威胁雷达信号参数变化，以便实时调控干扰参数，分析和判断干扰效果，修订干扰样式和对干扰资源的分配决策控制命令等。(3) 监视干扰信号和被干扰雷达信号之间的调控状态，如频率是否对准，方向是否对准等。第8章 干扰机构成及干扰能量计算8.4 载频移频技术载频移频技术1 工作频率范围工作频率范围目前具有动目标信号处理能力的雷达很多，频率覆盖范围很宽，干扰机需要尽可能干扰各种频率的雷达，其工作频率范围也很宽，一般为1到几个倍频程。第8章 干扰机构成及干扰能量计算2 fdj的范围、精度的范围、精度f和步进和步进f作为速度欺骗干扰，fdj的范围与动目标回波信号中多普勒频率的范围一

19、致，一般为数十千赫，毫米波频段可达兆赫级。fdj的精度f与雷达对动目标信号的测量、跟踪精度相对应，一般为数十赫。fdj的步进f与雷达速度检测跟踪波门的宽度有关，一般取为速度跟踪波门宽度的1/3，以便在进行速度波门拖引干扰时能够形成近乎连续的速度变化。第8章 干扰机构成及干扰能量计算3载波抑制比载波抑制比Dc和杂散抑制比和杂散抑制比Dd由于原理、电路和器件等多方面原因，在移频干扰的输出信号中除了频率为f0+fdj、功率为Ps的信号以外，还有功率为Pc的原载波信号和其它频率分量的信号，若其它频率信号中功率最大的为Pd，则载波抑制比Dc和杂散抑制比Dd分别为(8-20)(dB)lg10(dB)lg1

20、0dsdcscPPDPPDDc和Dd是衡量载频移频信号质量的重要指标, 一般应为20 dB以上。实现载频移频的技术主要有调相移频技术、IQ调制移频技术和变频移频技术等。第8章 干扰机构成及干扰能量计算8.4.1 调相移频技术调相移频技术理想的调相移频电路的基本组成如图8-9(a)所示，输入信号s(t)经过移相器与相移因子ej2fdjt相乘，输出信号为s(t)ej2fdjt。根据傅立叶变换的频移不变性质，输出信号频谱仅仅是对输入信号频谱的简单频移。对宽带输入射频信号的调相主要有宽带模拟调相和宽带数字调相两类。在图8-9(b)中，假设射频输出信号相位增量(t)与模拟移相器输入调制电压u(t)具有无

21、惰性的线性相位关系, (8-21) tkkuututkut, 0,2,0 ,maxmax0式中k为调相斜率(rad/V)。当u(t)为负向、周期为Td的锯齿波时, (8-22) tTttTtutu,mod,1ddmax第8章 干扰机构成及干扰能量计算图8-9 模拟调相移频示意图第8章 干扰机构成及干扰能量计算就可以得到0，0+2)之间的线性相移为(8-23) tTttTtt,mod,12dd0对该相位增量求导，可得到输出信号的频率增量(频移)(8-24) tTtttf,12ddj其中的负号表示相位是随着时间减小或输出频率升高的。常用的调相移频器件和电路主要有：模拟固态移相器和行波管螺线电极移相

22、调制电路，虽然它们产生射频相移的物理机理不同，但都能够实现对输入射频信号的调相移频功能。第8章 干扰机构成及干扰能量计算在实际工程中使用最多的是固态数字移相器，它是由PIN管、变容管、雪崩管等半导体器件与驱动电路共同组成的一种微波器件，可以在较宽的频带内将0，2)的相位均匀量化为2n个子区间，n一般为46。在忽略相位误差的情况下，由相位量化误差限制的信噪比为(8-25)dB123lg102nqNS固态数字移相器的移相控制电路如图8-10(a)、(b)所示。图(a)中采用n位二进制可逆计数器，计数器的n位输出经驱动电路，分别控制移相器中的各相移元件。在fck计数时钟频率下，其移频频率fdj和相移

23、周期Tdj分别为(8-26)ckdjdjdj2,1fTTfn第8章 干扰机构成及干扰能量计算适当选择fck和正负计数方向，可产生需要的fdj绝对值和方向。图(b)是实际工程中应用最多的电路。在时钟fck作用下，m位相位累加器对加数N进行连续累加，累加和的最高位接相移控制引脚，其余次高n1位顺序接其它相移控制引脚。该电路的最小频率步进f和能够遍历每个相位状态的最大移频值fdj max分别为(8-27)nmnmfffff222ckmaxdjck移频频率fdj取决于加数N，N取负数(补码)时的移频方向为输出频率增高, (8-28)nmNfNf2dj第8章 干扰机构成及干扰能量计算图8-10 固态数字

24、移相器的相移控制电路第8章 干扰机构成及干扰能量计算8.4.2 IQ调制移频技术调制移频技术IQ调制移频的关键器件是IQ调制器，它是一种模拟器件，如图8-11(a)所示，输入射频信号经90电桥分为正交的两路输出，分别与输入的正交信号I(t)、Q(t)相乘，两路乘积信号再经过合成，输出一路上边带或下边带信号，而另一边带信号则通过匹配负载吸收。利用IQ调制器实现移频的电路如图8-11(b)所示，经电桥后的两路输出信号分别为(8-29) tAtAtstAtssin2coscos11第8章 干扰机构成及干扰能量计算由正交直接数字合成器(DDS)输出的一对I(t)、Q(t)信号分别为 tBtQtBtId

25、jdjsincos(8-30)分别相乘再取和、差后可以输出一对上、下边带信号，它们为(8-31) tABttttABtstABttttABtsdjdjdjDdjdjdjUcossinsincoscoscossinsincoscos由于电路的幅相平衡和误差等影响，在宽带工作时该电路的载波抑制和杂散抑制一般为20 dB30 dB。第8章 干扰机构成及干扰能量计算图8-11 IQ调制器及其移频调制电路第8章 干扰机构成及干扰能量计算8.5 数字射频存储数字射频存储(DRFM)干扰技术干扰技术1. 工作频率范围RF和瞬时带宽RFRF是指RFM最大可输入和输出的频率范围，RF是指其在任一时刻可输入和输出

26、的频率范围。2. 存储脉宽存储脉宽c和储频精度和储频精度fc是指RFM可存储的最大和最小射频脉冲宽度，f是指RFM输入与输出信号的频率差。第8章 干扰机构成及干扰能量计算3. 最小输入信号功率最小输入信号功率Si min、动态范围、动态范围Dc和杂散抑制和杂散抑制dscSi min是指RFM正常工作时需要的最小输入信号功率，Dc是指RFM允许输入的最大功率Si max与Si min之比(以分贝表示)：(8-32)dsc是指RFM输出中需要的主信号功率Pm与不需要的最大杂散功率Psc之比(以分贝表示)：(8-33)第8章 干扰机构成及干扰能量计算4. 最小转发迟延最小转发迟延tmin与最大保存时

27、间与最大保存时间Tctmin是指从射频信号输入到射频干扰信号输出之间的最小迟延时间，Tc是指输入信号在RFM中的最大可保存时间。此外还有部件的体积、重量、价格、功耗等要求。根据射频信号保存原理的差别，RFM主要分为模拟储频(ARFM)技术和数字储频(DRFM)技术两类，其中采用光纤、体声波器件、射频电缆等保存模拟信号的ARFM技术已在第7章中讨论，它们具有c和Dc范围大、tmin小、响应快、原理和技术较为简便、成熟等特点，特别是采用光纤延迟的ARFM，RF和RF很大，体积小、重量轻，至今仍然是ARFM的主要方式。第8章 干扰机构成及干扰能量计算8.5.1 DRFM的基本组成与工作原理的基本组成

28、与工作原理图8-12为DRFM部件的基本组成。输入信号一般为固定中频的基带信号，定向耦合器将其主路信号分给正交下变频器，辅路信号分给检波/对数视放(DLVA)和门限检测电路。稳定本振对准输入信号的中心频率，经正交下变频和低通滤波后输出一对零中频正交信号I(t)，Q(t)，ADC对两信号连续采样，在信号高于检测门限时，通过写控制电路将此时的采样数据I(n)，Q(n)写入存储器。门限检测信号同时触发读控制电路和调制电路，其中读控制电路按照预定的方式输出存储器的读出信号(可以进行多次读出)，将存储器内写入并保存的数据依次读出，通过干扰调制器进行各种时间、幅度、相位调制后，经两路DAC和低通滤波后恢复

29、成为正交模拟信号，再由正交上变频与稳定本振混频、滤波，恢复成为基带干扰信号。第8章 干扰机构成及干扰能量计算图8-12 DRFM部件的基本组成第8章 干扰机构成及干扰能量计算采用模拟正交变频和采样的优点是可以获得比较大的瞬时带宽，但对上下变频和模拟电路的幅相一致性具有较高要求。如果采样频率为fck，则在理论上,RF=fck(8-34)实际工程中为了保证杂散抑制满足指标要求，通常取fck=(1.52)RF。如果RF要求较窄，则也可以采用如图8-13所示的单通道DRFM。假设输入窄带信号频率范围为 , ，为了对最高频率信号采样不发生频谱混叠，在理论上要求:(8-35)第8章 干扰机构成及干扰能量计

30、算由于基带信号还要经过变频才能达到输出频段，为了抑制变频过程中的高次交调，一般要求:(8-36)(8-37)(8-38)即代入式(8-35), 可得在ADC输入信号满量程变换的条件下，量化噪声引起的信噪比(S/N)q与量化位数的关系近似为(8-39)第8章 干扰机构成及干扰能量计算图8-13 单通道采样DRFM部件的基本组成第8章 干扰机构成及干扰能量计算8.5.2 DRFM的读写方式的读写方式DRFM中读写控制电路的作用就是在门限检测信号同步触发下，产生指定方式的读写控制信号。主要读写方式有：全脉冲读写，示样脉冲读写，间歇采样读写等。基本控制信号如图8-14所示。图8-14 DRFM的主要读

31、写方式第8章 干扰机构成及干扰能量计算在全脉冲读写方式下，每一个接收到的雷达脉冲信号基带波形采样数据都被完整地写入存储器，在分时读写的情况下，数据写入结束后才能进行读出，可以多次读出，但要在新脉冲到来之前结束读出，以便等待下一个脉冲到达，最大读出时间取决于需要干扰的距离范围。如果能够同时收发，则可以在数据写入的同时读出，且可以连续读出到下一个脉冲写入。全脉冲读写是DRFM中最常用的工作方式，它的主要缺点是在收发分时工作时，tmin将大于雷达脉冲宽度。第8章 干扰机构成及干扰能量计算示样脉冲读写方式只在收发分时的DRFM中使用，它只对每一个接收到的雷达脉冲信号基带波形前部进行采样和保存，并反复使

32、用这些数据进行干扰。由于缩短了写入时间，它的tmin较小，但写入数据不完整，影响干扰信号的匹配性，如果遭遇到前沿假信号，则干扰可能完全失效。因此近年来已经逐渐被间歇采样读写方式所取代。间歇采样读写也是只在收发分时的DRFM中使用，特别是针对大脉宽的雷达信号，在其脉宽内可进行多次采样和保存，相对于示样脉冲读写，可以改善干扰信号的匹配性，同时也兼顾了tmin的要求。第8章 干扰机构成及干扰能量计算8.5.3 DRFM的干扰调制的干扰调制DRFM的干扰调制主要有时间迟延调制、频谱搬移调制、幅度起伏调制和波形重叠调制等。1. 时间迟延调制时间迟延调制时间迟延调制主要利用存储器读出控制电路实现，根据假目

33、标的距离，合理设置每次从存储器读出数据的时间迟延(相对于门限检测脉冲)，也可以控制触发后首次读出的时间和每次读出结束后下一次读出的时间间隔。第8章 干扰机构成及干扰能量计算2. 频谱搬移调制频谱搬移调制对于正交采样的DRFM，可以很方便而准确地在数字域进行频谱搬移调制。根据三角函数的性质，对窄带信号s(t)=I(t)+jQ(t)频谱搬移dt时，只需要完成如下复乘：(8-40)对应在数字信号处理中的电路如图8-15所示。图8-15 数字频谱搬移调制电路第8章 干扰机构成及干扰能量计算3. 幅度起伏调制幅度起伏调制如果不加幅度起伏调制，则所有转发干扰信号都具有相同的振幅，容易被雷达识别。幅度起伏调

34、制的目的是使每个转发干扰信号都具有不同的幅度和幅度起伏，它的实现只要以门限检测信号为同步，对s(t)=I(t)+jQ(t)进行数乘即可。第8章 干扰机构成及干扰能量计算4. 波形重叠调制波形重叠调制从存储器中读出一次全脉冲数据，转发后可形成一个假目标。随着脉冲压缩雷达的广泛应用，特别是大脉宽脉压信号的使用，造成转发干扰信号经过脉压后在时域非常稀疏。波形重叠调制的目的是在其经过压缩的宽脉冲时间内形成密集的假目标干扰信号。波形重叠调制的原理如图8-16所示。由存储器读出的数据经过N个抽头的移位寄存器，每一个抽头对应于不同的迟延时间，各抽头输出数据经过复数叠加后输出。虽然存储器只读出了一次数据，但却可以形成N 个密集的假目标，每个假目标分别具有不同的幅相加权调制。(8-41)第8章 干扰机构成及干扰能量计算图8-16 波形重叠调制电路组成