Boost电路参数的设计(电感,电容).doc

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1、2 系统设计2. 1 Boost 升压电感的设计要想设计出性能优良的PFC 电路，除了IC外围电路各元件值选择合理外，还需特别认真选择Boost 升压储能电感器。它的磁性材料不同，对PFC 电路的性能影响很大，甚至该电感器的接法不同，且会明显地影响电流波形;另外，驱动电路的激励脉冲波形上升沿与下降沿的滞后或振荡，都会影响主功率开关管的最佳工作状态。当增大输出功率到某个阶段时，还会出现输入电流波形发生畸变甚至出现死区等现象。因此，在PFC 电路的设计中，合理选择Boost PFC 升压电感器的磁心与绕制电感量是非常重要的。电感值的计算以低输入电压Uin(peak) 和对应的最大占空比Dmax时保

2、证电感电流连续为依据，计算公式为：式中Uin(peak)低输入交流电压对应的正弦峰值电压，VDmaxUin(peak) 对应的最大占空比I纹波电流值，A; 计算时，假定为纹波电流的30%fs开关频率，Hz占空比的计算公式为：若输入交流电压为220 V( 最低输入电压为85 V)，输出直流电压为390 V，开关频率为fs =50 kHz，输出功率Po =350 W，则可计算得到Dmax =0. 78，纹波电流为1. 75 A，从而求得电感值L3 =713 H，实际电感值取为1 mH。由于升压电感工作于电流连续模式，需要能通过较大的直流电流而不饱和，并要有一定的电感量，即所选磁性材料应具有一定的直

3、流安匝数。设计中，升压电感器采用4 块EE55 铁氧体磁心复合而成，其中心柱截面气隙为1. 5 mm，Boost 储能电感器的绕组导线并不用常规的多股 0. 47 mm漆包线卷绕，而是采用厚度为0. 2mm、宽度为33 mm 的薄红铜带叠合，压紧在可插4 块EE55 磁心的塑料骨架上，再接焊锡导线引出，用多层耐高压绝缘胶带扎紧包裹。去消用薄铜带工艺绕制的Boost 储能电感，对减小高频集肤效应、改善Boost 变换器的开关调制波形、降低磁件温升均起重要作用。2. 2 输出电容设计直流侧输出电容具有2 个功能:(1) 滤除由于器件高频开关动作造成的直流电压的纹波;(2) 当负载发生变化时，在整流

4、器的惯性环节延迟时间内，将直流电压的波动维持在限定范围内。开关动作造成的纹波频率比较高，只需要较小的电容就可以满足第1 项要求。第2 项要求与负载功率变化的大小、输出直流电压、输出纹波电压和保持时间t 等因素有关，其中t 一般取为15 50 ms。用t 表达的输出电容值为：式中t保持时间，电网断电后要求电容在时间t 内电压不低于一定值Uo直流输出电压Uomin要求电网断电后，在保持时间内电容电压的最小值按照降额使用的原则，该方案采用 20% 的安全范围，在最小保持时间条件下计算可得Co =357 F，实际选用的标准电容值为Co = 470 F。2. 3 电流环与过流保护电流环包括电流平均放大、

5、脉宽调制(PWM)、外部升压电感和外部电流传感电阻等环节。从电流传感电阻检测到的负极性信号送入ISENSE 引脚进行缓冲、反相放大后，得到的正极性信号通过电流放大器( gmi) 进行平均，其输出即为ICOMP 引脚，ICOMP 引脚上的电压与平均电感电流成比例，该引脚对地(GND) 外接一电容，提供电流环路补偿并可对纹波电流进行滤波。平均电流放大器的增益由VCOMP 引脚内部的电压决定，该增益设置为非线性，故可适应全球范围内的交流输入电压。无论芯片处于故障模式还是待机模式，ICOMP 引脚均在内部接至4 V 电平。脉宽调制(PWM)电路将ICOMP 引脚电压信号与周期性的斜坡信号比较，产生上升

6、沿调制的输出信号，若斜坡电压信号大于ICOMP 引脚电压，则PWM 输出为高电平，斜坡的斜率是内部VCOMP 引脚电压的非线性函数。由内部时钟触发的PWM 输出信号在周期开始时为低电平，该电平会持续一小段时间，称之为最小关断时间( tOFF(min) );然后，斜坡电压信号线性上升与ICOMP 电压交叉，斜坡电压与ICOMP电压的交叉点决定了关断时间(tOFF)，也即DOFF，由于DOFF满足Boost 拓扑结构的方程:DOFF = UIN /UOUT，且输入UIN是正弦电压，ICOMP 与电感电流成比例，控制环路会迫使电感电流跟随输入电压呈现正弦波形以进行Boost 调制，因此平均输入电流也

7、呈现正弦波形。PWM 比较器的输出送入栅极(GATE) 驱动电路，虽然芯片的驱动电路具有多种保护功能，且栅极输出的占空比最高可达99%，但始终要存在一最小关断时间(tOFF(min) )。正常占空比工作时，输出过压保护(OVP)、峰值电流限制(PCL)等，在每一周期均可直接关断芯片的栅极输出，欠压锁定(UVLO)、输入掉电保护(IBOP)和开环保护/待机(OLP /Standby)等同样也可以关断栅极输出脉冲，直至软起动开始工作才恢复其输出脉冲。电感电流通过电流检测电阻检测，该检测电阻位于输入整流器的返回通路上，检测电阻的另一端和“系统地”相连。检测电阻和整流器相连的一端为所检测的电压，该电压

8、始终为负值。芯片UCC28019 共有2 种过流保护:(1) 峰值电流限制( PCL)，可以有效防止电感饱和;(2) 软过流保护( SOC)，可以有效防止输出过载;PCL 每个基本周期均起作用。当ISENSE 引脚上的电流检测电压达到 1. 08 V时，PCL 动作并终止当前开关周期;ISENSE 引脚上的电压可以通过 1. 0 V的固定增益进行放大，使上升沿为空，从而提高噪声免疫力，减少误触发。SOC 主要限制输入电流。当ISENSE 引脚上的电流检测电压达到 0. 73 V 时，SOC 动作，从而引起内部VCOMP 引脚上电平的变化，进而控制环路会及时地调整，以减小PWM 占空比。2. 4

9、 电压环与过压保护PFC 预调节器双环控制的外环为电压环，主要包括PFC 输出电压检测、电压误差放大和非线性增益等环节。PFC 预调节器的输出电压对地(GND) 接一分压电阻网络，构成电压环路的检测模块。分压电阻的比率由所设计的输出电压和内部的5 V 标准参考电压来确定;与VINS 引脚的输入一样，VSENSE 引脚上非常低的偏置电流容许选择很高的实用电阻值，以降低功率损耗和待机电流;VSENSE 引脚对地(GND) 接一小电容，可以有效滤除信号高频噪声。需要注意的是，滤波时间常数应尽可能小于100 s。跨导误差放大器(gvm)产生的输出电流正比于VSENSE 引脚上的反馈电压和内部5 V 参

10、考电压的差值。该输出电流对接于VCOMP 引脚上构成阻容补偿网络的电容进行充、放电，进而建立合适的VCOMP 引脚电压，满足系统的工作状态。补偿网络元件的选择直接影响PFC 预调节器的稳定性，选择合适的电阻、电容值，可以使PFC 预调节器在所有交流输入电压范围内和0 100%负载情况下稳定工作，阻容网络总的电容值也决定了软起动时VCOMP 引脚电压的上升率。一旦芯片发生任何故障或者处于待机模式，则将放大器的输出端(VCOMP 引脚) 接地(GND)，对补偿电容进行放电至零初始状态。UCC28019 集成了多个并行放电回路，即使没有辅助工作电源VCC，也可以对补偿网络进行深放电。如果输出电压的波

11、动反映在VSENSE 输入引脚上超过 5%，放大器将不再处于线性放大工作状态。如果是处于过压状态，输出过压保护(OVP) 将会动作，直接关断栅极输出，直至VSENSE 引脚处于 5% 的调制范围。如果处于欠压状态，欠压检测(UVD) 将触发EDR，立即将内部VCOMP 引脚上的电压提高2 V，并且将内部VCOMP 引脚上的充电电流提升至100 170 A，较高的充电电流加快了对补偿电容的充电，可以使其工作于新的工作状态，提高了瞬态反应时间。VCOMP 引脚上的电压可以用于设定电流放大器的增益和PWM 斜坡的斜率，经过缓冲后电压要通过增强动态响应(EDR) 和SOC 的调制。当然，VCOMP 引

12、脚上的电压发生变化时，电流放大器的增益和PWM 斜坡的斜率还要依据不同系统的工作状态(交流输入电压和输出负载水平)进行适当的调节，以提供低谐波畸变、高功率因数的输入电流跟踪输入电压而呈现正弦波形。设UOUT(OVP) 为超过5%额定电压的输出电压，该值将会导致VSENSE 引脚上的电压超过5. 25 V(5 V 参考电压的+ 5%)的门限阈值(UOVP)，从而导致输出过压保护(OVP) 动作并关闭GATE( 引脚8)输出;只有当VSENSE 引脚上的电压低于5. 25 V 时，栅极驱动GATE( 引脚8) 才有信号输出，例如系统的UOUT(OVP) 为420 V，则额定输出电压为400 V。如

13、果输出电压反馈元件失效而未和VSENSEN输入的信号正常连接，那么电压误差放大器将会加大栅极输出，以达到最大占空比。为防止此类现象，芯片内部的下拉作用迫使VSENSE 引脚电压降低，如果输出电压降至其额定电压的16%，则会导致VSENSE 引脚电压低于0. 8 V，芯片将处于待机模式。该状态下PWM 开关处于暂停状态，但芯片仍处于工作状态，只不过待机电流低于3 mA。设计者也可以利用这种关断特性，通过外部开关，实现VSENSE 引脚电平的拉低。2. 5 EMI 滤波器与噪声抑制高频开关电源产生的电磁干扰(EMI)主要以传导干扰和近场干扰为主，电磁干扰又有共模干扰和差模干扰2 种状态。EMI 滤

14、波器是目前使用最广泛、也是最有效的开关电源传导干扰抑制方法之一，其不但要抑制共模干扰，也必须抑制差模干扰。图4 给出了所设计的EMI 滤波器。它接于电源输入端与整流器之间，内含共模扼流圈L2和滤波电容C1 C4。共模扼流圈也称共模电感，主要用来滤除共模干扰。它由绕在同一高磁导率上的2 个同向线圈组成，可抵消差分电流，其特点是对电网侧的工频电流呈现较低阻抗，但对高频共模干扰等效阻抗却很高。C2和C3为Y 电容，跨接在输入端，并将电容器的中点接地，能有效地抑制共模干扰，其容量约为0. 002 2 0. 100 0 F;C1和C4为X 电容，用于滤除差模干扰，其典型值在0. 01 0. 47 F 之

15、间。图4 EMI 滤波器。UCC 28019 的驱动能力很强，可以提供最大1. 5 A 的门极快速驱动。但是，高速驱动脉冲也带来了比较大的EMI 问题，适当地在门极添加驱动电阻，减缓驱动脉冲的di /dt，可以降低变换器产生的开关噪声，从而对前级的EMI 滤波器的要求也相应降低。PFC 升压二极管的反向恢复特性是导致系统传导和辐射干扰的主要因素，在一定程度上加剧了系统EMI 滤波器的负担。不仅如此，功率开关管在其导通期间必须吸收所有的反向恢复电流，也必须将由此导致的额外功率消耗掉，这不仅提升了噪声干扰，而且也会影响系统的效率。传统型单相功率因数校正主电路中的二极管是快恢复硅二极管，其材料是硅，

16、而硅的反向耐压能力低。与硅材料相比，碳化硅( SiC) 材料在性能上更适合制造电力电子器件，因为其具有反向耐压高、导通电阻小、导热性好，以及承受反向高压时泄漏电流小等优点。目前，以SiC 为材料的SiC 肖特基二极管在电压容量上已经取得突破，电压容量已做到600 V，满足单相功率因数校正的主电路对二极管400 V 的耐压要求，且SiC 肖特基二极管的反向恢复特性与快恢复二极管相比，更快、更软。因此，选择SiC 肖特基二极管作为该系统的升压二极管，以减小二极管反向恢复所引起的传导和辐射干扰;同时，在升压二极管上并联RC 网络，也能取得较好效果。3 试验根据上述理论，设计了一台350 W 的单相功

17、率因数整流器，其各项保护措施如软起动，VCC欠压锁定、输入掉电保护、输出过压保护、开环保护/待机模式、输出欠压检测、过流保护、软过流、峰值电流限制等都非常齐全，主要实验参数为:输入电压为AC 220 V/50 Hz 的工频电源，输出电压为390 V，开关频率为50 kHz，高频输入滤波电容C5 = 0. 47 F，Boost 升压电感值L3 = 1 mH，输出滤波电容Co = 470 F，电流检测电阻RS选取阻值为0. 067 ，由3 个阻值为0. 2 、功率为1 W的无感精密电阻并联而成，电流检测信号滤波电容C7 = 1 000 pF，滤波电阻R5 = 221 。单相功率因数整流器的栅极驱动

18、Ug的试验波形如图5 所示。输入电压Uin和输入电流Iin的试验波形如图6 所示。由图6 可见，输入电流能很好的跟踪输入电压。对输入电压和输入电流的前50 次谐波分析可知，在输入电压的总谐波畸变率(THD)为4. 61%时，输入电流总谐波畸变率仅为4. 53%，功率因数可以达到0. 993，因此，可认为该功率因数器实现了单位功率因数的校正和低电流畸变。与传统功率因数校正电路(UC 3854控制的PFC 电路) 相比，该功率因数整流器的设计步骤简化了许多，减少了元器件的数量，也缩小了印刷电路板的尺寸。图5 栅极驱动Ug的试验波形。图6 输入电压Uin与输入电流Iin的试验波形图。4 结语基于CC

19、M PFC 芯片UCC 28019 设计了一种新型单相功率因数整流器，所需的外围元器件少，大大减小了PFC 控制板的面积。对单相功率因数整流器的主要模块进行了详细分析与设计，并采用了一种新型薄铜带工艺绕制的Boost 储能电感，有效地减小高频集肤效应，改善Boost 变换器的开关调制波形，降低磁件温升等。通过理论分析与试验验证，该功率因数整流器拓扑结构简单、实用，且性能可靠，实现了单位功率因数校正和低电流畸变，具有较高的应用价值。5 值价高有畸低正率功实，能用单扑流因该验与分过。磁，波关换 善效集减地电能 艺带新种采，分了进要流数相。的控 减件围需器数功单一设 片 结 图形试 入输 输形形 动

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