电力拖动自动控制系统笼型异步电机变压变频调速系统VVVF系统转差功率不变型调速系统.pptx

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1、本章提要 变压变频调速的基本控制方式 异步电动机电压频率协调控制时的机械特性*电力电子变压变频器的主要类型 变压变频调速系统中的脉宽调制（PWM）技术 基于异步电动机稳态模型的变压变频调速 异步电动机的动态数学模型和坐标变换 基于动态模型按转子磁链定向的矢量控制系统 基于动态模型按定子磁链控制的直接转矩控制系统 第1页/共469页6.1 变压变频调速的基本控制方式 在进行电机调速时，常须考虑的一个重要因素是：希望保持电机中每极磁通量 m 为额定值不变。如果磁通太弱，没有充分利用电机的铁心，是一种浪费；如果过分增大磁通，又会使铁心饱和，从而导致过大的励磁电流，严重时会因绕组过热而损坏电机。第2页

2、/共469页 对于直流电机，励磁系统是独立的，只要对电枢反应有恰当的补偿， m 保持不变是很容易做到的。 在交流异步电机中，磁通 m 由定子和转子磁势合成产生，要保持磁通恒定就需要费一些周折了。 第3页/共469页 定子每相电动势mNs1g44. 4SkNfE （6-1） 式中：Eg 气隙磁通在定子每相中感应电动势的有效值，单位为V； 定子频率，单位为Hz； 定子每相绕组串联匝数； 基波绕组系数； 每极气隙磁通量，单位为Wb。 f1NskNsm第4页/共469页 由式（6-1）可知，只要控制好 Eg 和 f1 ，便可达到控制磁通m 的目的，对此，需要考虑基频（额定频率）以下和基频以上两种情况。

3、 第5页/共469页1. 基频以下调速 由式（6-1）可知，要保持 m 不变，当频率 f1 从额定值 f1N 向下调节时，必须同时降低 Eg ，使 1gfE常值 （6-2） 即采用恒值电动势频率比的控制方式。 第6页/共469页 恒压频比的控制方式 然而，绕组中的感应电动势是难以直接控制的，当电动势值较高时，可以忽略定子绕组的漏磁阻抗压降，而认为定子相电压 Us Eg，则得（6-3） 这是恒压频比的控制方式。常值1fUs第7页/共469页 但是，在低频时 Us 和 Eg 都较小，定子阻抗压降所占的份量就比较显著，不再能忽略。这时，需要人为地把电压 Us 抬高一些，以便近似地补偿定子压降。 带定

4、子压降补偿的恒压频比控制特性示于下图中的 b 线，无补偿的控制特性则为a 线。 第8页/共469页OUsf 1图6-1 恒压频比控制特性 带压降补偿的恒压频比控制特性UsNf 1Na 无补偿 b 带定子压降补偿 第9页/共469页2. 基频以上调速 在基频以上调速时，频率应该从 f1N 向上升高，但定子电压Us 却不可能超过额定电压UsN ，最多只能保持Us = UsN ，这将迫使磁通与频率成反比地降低，相当于直流电机弱磁升速的情况。 把基频以下和基频以上两种情况的控制特性画在一起，如下图所示。 第10页/共469页f1N 变压变频控制特性图6-2 异步电机变压变频调速的控制特性 恒转矩调速U

5、sUsNmNm恒功率调速mUsf1O第11页/共469页 如果电机在不同转速时所带的负载都能使电流达到额定值，即都能在允许温升下长期运行，则转矩基本上随磁通变化，按照电力拖动原理，在基频以下，磁通恒定时转矩也恒定，属于“恒转矩调速”性质，而在基频以上，转速升高时转矩降低，基本上属于“恒功率调速”。返回目录第12页/共469页6.2 异步电动机电压频率协调控制时 的机械特性本节提要 恒压恒频正弦波供电时异步电动机的机械特性 基频以下电压-频率协调控制时的机械特性 基频以上恒压变频时的机械特性 恒流正弦波供电时的机械特性第13页/共469页恒压恒频正弦波供电时异步电动机的 机械特性 第5章式（5-

6、3）已给出异步电机在恒压恒频正弦波供电时的机械特性方程式 Te= f (s)。 当定子电压 Us 和电源角频率 1 恒定时，可以改写成如下形式： 2rs2122rsr121spe)()(3llLLsRsRRsUnT（6-4） 第14页/共469页 特性分析当s很小时，可忽略上式分母中含s各项，则（6-5） 也就是说，当s很小时，转矩近似与s成正比，机械特性 Te = f（s）是一段直线，见图6-3。sRsUnTr121spe3第15页/共469页 特性分析（续） 当 s 接近于1时，可忽略式（6-4）分母中的Rr ，则 sLLRsRUnTll1)(32rs212sr121spe（6-6）即s接

7、近于1时转矩近似与s成反比，这时， Te = f（s）是对称于原点的一段双曲线。第16页/共469页 机械特性 当 s 为以上两段的中间数值时，机械特性从直线段逐渐过渡到双曲线段，如图所示。smnn0sTe010TeTemaxTemax图6-3 恒压恒频时异步电机的机械特性第17页/共469页基频以下电压-频率协调控制时的 机械特性 由式（6-4）机械特性方程式可以看出，对于同一组转矩 Te 和转速 n（或转差率s）的要求，电压 Us 和频率 1 可以有多种配合。 在 Us 和 1 的不同配合下机械特性也是不一样的，因此可以有不同方式的电压频率协调控制。 第18页/共469页1. 恒压频比控制

8、（ Us / 1 ） 在第6-1节中已经指出，为了近似地保持气隙磁通不变，以便充分利用电机铁心，发挥电机产生转矩的能力，在基频以下须采用恒压频比控制。这时，同步转速自然要随频率变化。 p10260nn（6-7） 第19页/共469页 在式（6-5）所表示的机械特性近似直线段上，可以导出 21sper13UnTRs（6-9） 带负载时的转速降落为 1p0260snsnn（6-8） 第20页/共469页 由此可见，当 Us /1 为恒值时，对于同一转矩 Te ，s1 是基本不变的，因而 n 也是基本不变的。这就是说，在恒压频比的条件下改变频率 1 时，机械特性基本上是平行下移，如图6-4所示。它们

9、和直流他励电机变压调速时的情况基本相似。第21页/共469页 所不同的是，当转矩增大到最大值以后，转速再降低，特性就折回来了。而且频率越低时最大转矩值越小，可参看第5章式（5-5），对式（5-5）稍加整理后可得 2rs21s1s21spmaxe)(123llLLRRUnT（6-10）第22页/共469页 可见最大转矩 Temax 是随着的 1 降低而减小的。频率很低时，Temax太小将限制电机的带载能力，采用定子压降补偿，适当地提高电压Us，可以增强带载能力，见图6-4。第23页/共469页 机械特性曲线eTOnN0n03n02n01nN1111213131211N1图6-4 恒压频比控制时变

10、频调速的机械特性补偿定子压降后的特性第24页/共469页2. 恒 Eg / 1 控制 下图再次绘出异步电机的稳态等效电路，图中几处感应电动势的意义如下： Eg 气隙（或互感）磁通在定子每相绕组中 的感应电动势； Es 定子全磁通在定子每相绕组中的感应电 动势； Er 转子全磁通在转子绕组中的感应电动势 （折合到定子边）。 第25页/共469页图6-5 异步电动机稳态等效电路和感应电动势 Us1RsLlsLlrLmRr /sIsI0Ir 异步电动机等效电路EgEsEr第26页/共469页 特性分析 如果在电压频率协调控制中，恰当地提高电压 Us 的数值，使它在克服定子阻抗压降以后，能维持 Eg

11、/1 为恒值（基频以下），则由式（6-1）可知，无论频率高低，每极磁通 m 均为常值。第27页/共469页 特性分析（续）由等效电路可以看出 2r212rgrlLsREI（6-11）代入电磁转矩关系式，得2 r2122 rr121gpr2r212r2g1pe33llLsRRsEnsRLsREnT（6-12） 第28页/共469页特性分析（续） 利用与前相似的分析方法，当s很小时，可忽略式（6-12）分母中含 s 项，则 sRsEnTr121gpe3（6-13） 这表明机械特性的这一段近似为一条直线。第29页/共469页特性分析（续） 当 s 接近于1时，可忽略式（6-12）分母中的 Rr2 项

12、，则 sLsREnTl132 r1r21gpe（6-14） s 值为上述两段的中间值时，机械特性在直线和双曲线之间逐渐过渡，整条特性与恒压频比特性相似。第30页/共469页 性能比较 但是，对比式（6-4）和式（6-12）可以看出，恒 Eg /1 特性分母中含 s 项的参数要小于恒 Us /1 特性中的同类项，也就是说， s 值要更大一些才能使该项占有显著的份量，从而不能被忽略，因此恒 Eg /1 特性的线性段范围更宽。第31页/共469页性能比较（续） 将式（6-12）对 s 求导，并令 dTe / ds = 0，可得恒Eg /1控制特性在最大转矩时的转差率 r1rmlLRs（6-15） 和

13、最大转矩r21gpmaxe123lLEnT（6-16） 第32页/共469页性能比较（续） 值得注意的是，在式（6-16）中，当Eg /1 为恒值时，Temax 恒定不变，如下图所示，其稳态性能优于恒 Us /1 控制的性能。 这正是恒 Eg /1 控制中补偿定子压降所追求的目标。 第33页/共469页 机械特性曲线eTOnN0n03n02n01nN1111213131211N1Temax恒 Eg /1 控制时变频调速的机械特性第34页/共469页3. 恒 Er / 1 控制 如果把电压频率协调控制中的电压再进一步提高，把转子漏抗上的压降也抵消掉，得到恒 Er /1 控制，那么，机械特性会怎样

14、呢？由此可写出 sREI/rrr（6-17） 第35页/共469页代入电磁转矩基本关系式，得 r121rpr2r2r1pe33RsEnsRsREnT（6-18） 现在，不必再作任何近似就可知道，这时的机械特性完全是一条直线，见图6-6。第36页/共469页0s10Te 几种电压频率协调控制方式的特性比较图6-6 不同电压频率协调控制方式时的机械特性恒 Er /1 控制恒 Eg /1 控制恒 Us /1 控制ab c第37页/共469页 显然，恒 Er /1 控制的稳态性能最好，可以获得和直流电机一样的线性机械特性。这正是高性能交流变频调速所要求的性能。 现在的问题是，怎样控制变频装置的电压和频

15、率才能获得恒定的 Er /1 呢？ 第38页/共469页 按照式（6-1）电动势和磁通的关系，可以看出，当频率恒定时，电动势与磁通成正比。在式（6-1）中，气隙磁通的感应电动势 Eg 对应于气隙磁通幅值 m ，那么，转子全磁通的感应电动势 Er 就应该对应于转子全磁通幅值 rm ：rmNs1r44. 4skNfE （6-19） 第39页/共469页 由此可见，只要能够按照转子全磁通幅值 rm = Constant 进 行控制，就可以获得恒 Er /1 了。这正是矢量控制系统所遵循的原则，下面在第6-7节中将详细讨论。 第40页/共469页4几种协调控制方式的比较 综上所述，在正弦波供电时，按不

16、同规律实现电压频率协调控制可得不同类型的机械特性。 （1）恒压频比（ Us /1 = Constant ）控制最容易实现，它的变频机械特性基本上是平行下移，硬度也较好，能够满足一般的调速要求，但低速带载能力有些差强人意，须对定子压降实行补偿。 第41页/共469页 （2）恒Eg /1 控制是通常对恒压频比控制实行电压补偿的标准，可以在稳态时达到rm = Constant，从而改善了低速性能。但机械特性还是非线性的，产生转矩的能力仍受到限制。 第42页/共469页 （3）恒 Er /1 控制可以得到和直流他励电机一样的线性机械特性，按照转子全磁通 rm 恒定进行控制，即得 Er /1 = Con

17、stant 而且，在动态中也尽可能保持 rm 恒定是矢量控制系统的目标，当然实现起来是比较复杂的。第43页/共469页基频以上恒压变频时的机械特性 性能分析 在基频以上变频调速时，由于定子电压 Us= UsN 不变，式（6-4）的机械特性方程式可写成 2rs2122rs1r2sNpe)()(3llLLsRsRsRUnT（6-20） 第44页/共469页性能分析（续） 而式（6-10）的最大转矩表达式可改写成（6-21） 同步转速的表达式仍和式（6-7）一样。2rs212ss12sNpmaxe)(123llLLRRUnT第45页/共469页 机械特性曲线恒功率调速eTOnN0nc0nb0na0n

18、N1a1b1c1c1b1a1N1 由此可见，当角频率提高时，同步转速随之提高，最大转矩减小，机械特性上移，而形状基本不变，如图所示。图6-7 基频以上恒压变频调速的机械特性第46页/共469页 由于频率提高而电压不变，气隙磁通势必减弱，导致转矩的减小，但转速升高了，可以认为输出功率基本不变。所以基频以上变频调速属于弱磁恒功率调速。 最后，应该指出，以上所分析的机械特性都是在正弦波电压供电下的情况。如果电压源含有谐波，将使机械特性受到扭曲，并增加电机中的损耗。因此在设计变频装置时，应尽量减少输出电压中的谐波。 第47页/共469页恒流正弦波供电时的机械特性 在变频调速时，保持异步电机定子电流的幅

19、值恒定，叫作恒流控制，电流幅值恒定是通过带PI调节器的电流闭环控制实现的，这种系统不仅安全可靠而且具有良好的动静态性能。 恒流供电时的机械特性与上面分析的恒压机械特性不同，现进行分析。第48页/共469页 转子电流计算 设电流波形为正弦波，即忽略电流谐波，由异步电动机等效电路图所示的等效电路在恒流供电情况下可得)()(rm1rm1sr1rr1rm1r1rm1srllllLLjsRLjILjsRLjsRLjLjsRLjII第49页/共469页转子电流计算（续） 电流幅值为（6-22） 2rm212rsm1r)(lLLsRILI第50页/共469页 电磁转矩公式 将式（6-22）代入电磁转矩表达式

20、得（6-23）2rm212rr2s2m211pr2 r1pe)()(33lLLsRsRILnsRInT2rm2122 rr2s2m1p)(3lLLsRsRILn第51页/共469页 最大转矩及其转差率 取dTe /dt = 0，可求出恒流机械特性的最大转矩值（6-24） 产生最大转矩时的转差率为（6-25）)(23rm2s2mp.constmaxeslILLILnT)(rm1r.constmslILLRs第52页/共469页 机械特性曲线 按上式绘出不同电流、不同频率下的恒流机械特性示于图6-8。图6-8 恒流供电时异步电动机的机械特性TeOna1sb,Ib1a1sbsa IIa1sa,Ib1

21、sb,Ib1sa,I第53页/共469页 性能比较 第5章式（5-4）和（5-5）给出了恒压机械特性的最大转差率和最大转矩，现再录如下：（5-4）（5-5）2rs212ss2sp.constmaxe)(231sllULLRRUnT2rs212sr.constm)(sllULLRRs第54页/共469页性能比较（续） 比较恒流机械特性与恒压机械特性，由上述表达式和特性曲线可得以下的结论： （1）恒流机械特性与恒压机械特性的形状相似，都有理想空载转速点（s=0，Te= 0）和最大转矩点（ sm ，Temax ）。第55页/共469页性能比较（续）（3）恒流机械特性的最大转矩值与频率无关，恒流变频时

22、最大转矩不变，但改变定子电流时，最大转矩与电流的平方成正比。 （2）两类特性的特征有所不同，比较式（6-25）和式（5-4）可知，由于 Lls Lm，所以，sm| sm| 因此恒流机械特性的线性段比较平，而最大转矩处形状很尖。 Is = const.Us = const.第56页/共469页性能比较（续）Is = const.Us = const. （4）由于恒流控制限制了电流 Is，而恒压供电时随着转速的降低Is会不断增大，所以在额定电流时 Temax| 的要比额定电压时的Temax| 小得多，用同一台电机的参数代入式（6-24）和式（5-5）可以证明这个结论。但这并不影响恒流控制的系统承担

23、短时过载的能力，因为过载时可以短时加大定子电流，以产生更大的转矩，参看图6-8。第57页/共469页小 结 电压Us与频率1是变频器异步电动机调速系统的两个独立的控制变量，在变频调速时需要对这两个控制变量进行协调控制。 在基频以下，有三种协调控制方式。采用不同的协调控制方式，得到的系统稳态性能不同，其中恒Er /1控制的性能最好。 在基频以上，采用保持电压不变的恒功率弱磁调速方法。返回目录第58页/共469页*6.3 电力电子变压变频器的主要类型本节提要交-直-交和交-交变压变频器电压源型和电流源型逆变器180导通型和120导通型逆变器第59页/共469页 引 言 如前所述，对于异步电机的变压

24、变频调速，必须具备能够同时控制电压幅值和频率的交流电源，而电网提供的是恒压恒频的电源，因此应该配置变压变频器，又称VVVF（Variable Voltage Variable Frequency）装置。第60页/共469页 最早的VVVF装置是旋转变频机组，即由直流电动机拖动交流同步发电机，调节直流电动机的转速就能控制交流发电机输出电压和频率。自从电力电子器件获得广泛应用以后，旋转变频机组已经无例外地让位给静止式的变压变频器了。 第61页/共469页交-直-交和交-交变压变频器 从整体结构上看，电力电子变压变频器可分为交-直-交和交-交两大类。 1.交-直-交变压变频器 交-直-交变压变频器先

25、将工频交流电源通过整流器变换成直流，再通过逆变器变换成可控频率和电压的交流，如下图所示。第62页/共469页 交-直-交变压变频器基本结构图6-9 交-直-交（间接）变压变频器 变压变频(VVVF)中间直流环节恒压恒频(CVCF)逆变DCACAC50Hz整流第63页/共469页 由于这类变压变频器在恒频交流电源和变频交流输出之间有一个“中间直流环节”，所以又称间接式的变压变频器。 具体的整流和逆变电路种类很多，当前应用最广的是由二极管组成不控整流器和由功率开关器件（P-MOSFET，IGBT等）组成的脉宽调制（PWM）逆变器，简称PWM变压变频器，如下图所示。第64页/共469页 交-直-交P

26、WM变压变频器基本结构图6-10 交-直-交PWM变压变频器变压变频(VVVF)中间直流环节恒压恒频(CVCF)PWM逆变器DCACAC50Hz调压调频C第65页/共469页 PWM变压变频器的应用之所以如此广泛，是由于它具有如下的一系列优点： （1）在主电路整流和逆变两个单元中，只有逆变单元可控，通过它同时调节电压和频率，结构简单。采用全控型的功率开关器件，只通过驱动电压脉冲进行控制，电路也简单，效率高。 第66页/共469页 （2）输出电压波形虽是一系列的PWM波，但由于采用了恰当的PWM控制技术，正弦基波的比重较大，影响电机运行的低次谐波受到很大的抑制，因而转矩脉动小，提高了系统的调速范

27、围和稳态性能。第67页/共469页 （3）逆变器同时实现调压和调频，动态响应不受中间直流环节滤波器参数的影响，系统的动态性能也得以提高。 （4）采用不可控的二极管整流器，电源侧功率因素较高，且不受逆变输出电压大小的影响。 第68页/共469页 PWM变压变频器常用的功率开关器件有：P-MOSFET，IGBT，GTO和替代GTO的电压控制器件如IGCT、IEGT等。 受到开关器件额定电压和电流的限制，对于特大容量电机的变压变频调速仍只好采用半控型的晶闸管（SCR），并用可控整流器调压和六拍逆变器调频的交-直-交变压变频器，见下图。 第69页/共469页 普通交-直-交变压变频器的基本结构SCR可

28、控整流器六 拍逆变器DCACAC50Hz调频调压图6-11 可控整流器调压、六拍逆变器调频的交-直-交变压变频器第70页/共469页2. 交-交变压变频器 交-交变压变频器的基本结构如下图所示，它只有一个变换环节，把恒压恒频（CVCF）的交流电源直接变换成VVVF输出，因此又称直接式变压变频器。 有时为了突出其变频功能，也称作周波变换器（Cycloconveter）。 第71页/共469页 交-交变压变频器的基本结构图6-12 交-交（直接）变压变频器交交变频AC50HzACCVCFVVVF第72页/共469页 常用的交-交变压变频器输出的每一相都是一个由正、反两组晶闸管可控整流装置反并联的可

29、逆线路。 也就是说，每一相都相当于一套直流可逆调速系统的反并联可逆线路（下图a）。第73页/共469页交-交变压变频器的基本电路结构VRVFId-Id+-+a) 电路结构负载50Hz50Hzu0图6-13-a 交-交变压变频器每一相的可逆线路第74页/共469页交-交变压变频器的控制方式 整半周控制方式 正、反两组按一定周期相互切换，在负载上就获得交变的输出电压 u0 ， u0 的幅值决定于各组可控整流装置的控制角 ， u0 的频率决定于正、反两组整流装置的切换频率。如果控制角一直不变，则输出平均电压是方波，如下图 b 所示。第75页/共469页图6-13 -b 方波型平均输出电压波形tu0正

30、组通反组通正组通反组通输出电压波形第76页/共469页 控制方式（ 2 ） 调制控制方式 要获得正弦波输出，就必须在每一组整流装置导通期间不断改变其控制角。例如：在正向组导通的半个周期中，使控制角 由/2（对应于平均电压 u0 = 0）逐渐减小到 0（对应于 u0 最大），然后再逐渐增加到 /2（ u0 再变为0），如下图所示。第77页/共469页2AO t 0 2 BCDEFu0图6-14 交-交变压变频器的单相正弦波输出电压波形输出电压波形第78页/共469页 当角按正弦规律变化时，半周中的平均输出电压即为图中虚线所示的正弦波。对反向组负半周的控制也是这样。 第79页/共469页 单相交交

31、变频电路输出电压和电流波形1OO23456图4-20uoiott第80页/共469页 三相交交变频电路 三相交交变频电路可以由3个单相交交变频电路组成，其基本结构如下图所示。 如果每组可控整流装置都用桥式电路，含6个晶闸管（当每一桥臂都是单管时），则三相可逆线路共需36个晶闸管，即使采用零式电路也须18个晶闸管。第81页/共469页 三相交交变频器的基本结构第82页/共469页 输出星形联结方式三相交交变频电路第83页/共469页三相桥式交交变频电路第84页/共469页 因此，这样的交-交变压变频器虽然在结构上只有一个变换环节，省去了中间直流环节，看似简单，但所用的器件数量却很多，总体设备相当

32、庞大。 不过这些设备都是直流调速系统中常用的可逆整流装置，在技术上和制造工艺上都很成熟，目前国内有些企业已有可靠的产品。第85页/共469页 这类交-交变频器的其他缺点是：输入功率因数较低，谐波电流含量大，频谱复杂，因此须配置谐波滤波和无功补偿设备。其最高输出频率不超过电网频率的 1/3 1/2，一般主要用于轧机主传动、球磨机、水泥回转窑等大容量、低转速的调速系统，供电给低速电机直接传动时，可以省去庞大的齿轮减速箱。第86页/共469页 近年来又出现了一种采用全控型开关器件的矩阵式交-交变压变频器，类似于 PWM控制方式，输出电压和输入电流的低次谐波都较小，输入功率因数可调，能量可双向流动，以

33、获得四象限运行，但当输出电压必须为正弦波时，最大输出输入电压比只有0.866。目前这类变压变频器尚处于开发阶段，其发展前景是很好的。 第87页/共469页 电压源型和电流源型逆变器 在交-直-交变压变频器中，按照中间直流环节直流电源性质的不同，逆变器可以分成电压源型和电流源型两类，两种类型的实际区别在于直流环节采用怎样的滤波器。下图绘出了电压源型和电流源型逆变器的示意图。 第88页/共469页 两种类型逆变器结构逆变器逆变器LdIdCdUdUd+-a) 电压源逆变器b) 电流源逆变器图6-15 电压源型和电流源型逆变器示意图第89页/共469页 电压源型逆变器（Voltage Source I

34、nverter -VSI ），直流环节采用大电容滤波，因而直流电压波形比较平直，在理想情况下是一个内阻为零的恒压源，输出交流电压是矩形波或阶梯波，有时简称电压型逆变器。第90页/共469页 电流源型逆变器（Current Source Inverter- CSI），直流环节采用大电感滤波，直流电流波形比较平直，相当于一个恒流源，输出交流电流是矩形波或阶梯波，或简称电流型逆变器。 第91页/共469页 性能比较 两类逆变器在主电路上虽然只是滤波环节的不同，在性能上却带来了明显的差异，主要表现如下： （1）无功能量的缓冲 在调速系统中，逆变器的负载是异步电机，属感性负载。在中间直流环节与负载电机之

35、间，除了有功功率的传送外，还存在无功功率的交换。滤波器除滤波外还起着对无功功率的缓冲作用，使它不致影响到交流电网。第92页/共469页 因此，两类逆变器的区别还表现在采用什么储能元件（电容器或电感器）来缓冲无功能量。 （2）能量的回馈 用电流源型逆变器给异步电机供电的电流源型变压变频调速系统有一个显著特征，就是容易实现能量的回馈，从而便于四象限运行，适用于需要回馈制动和经常正、反转的生产机械。第93页/共469页 下面以由晶闸管可控整流器UCR和电流源型串联二极管式晶闸管逆变器CSI构成的交-直-交变压变频调速系统（如下图所示）为例，说明电动运行和回馈制动两种状态。第94页/共469页图6-1

36、6-a 电流源型交-直-交变压变频调速系统的两种运行状态M3+-UdIdLdCSI 电动Te 逆变UCRa）电动运行 电动运行状态P第95页/共469页 当电动运行时，UCR的控制角 ，电动机以转速运行，电功率的传送方向如上图a所示。第96页/共469页图6-16-b 电流源型交-直-交变压变频调速系统的两种运行状态M3+-UdIdLdCSI 90o有源逆变1 发电Te整流UCRb）逆变运行逆变运行状态P第97页/共469页 如果降低变压变频器的输出频率 1，或从机械上抬高电机转速 ，使 1 90 ，则异步电机转入发电状态，逆变器转入整流状态，而可控整流器转入有源逆变状态，此时直流电压Ud 立

37、即反向，而电流 Id 方向不变，电能由电机回馈给交流电网（图b）。 第98页/共469页 与此相反，采用电压源型的交-直-交变压变频调速系统要实现回馈制动和四象限运行却很困难，因为其中间直流环节有大电容钳制着电压的极性，不可能迅速反向，而电流受到器件单向导电性的制约也不能反向，所以在原装置上无法实现回馈制动。第99页/共469页 必须制动时，只得在直流环节中并联电阻实现能耗制动，或者与UCR反并联一组反向的可控整流器，用以通过反向的制动电流，而保持电压极性不变，实现回馈制动。这样做，设备要复杂多了。 第100页/共469页性能比较（续） （3）动态响应 正由于交-直-交电流源型变压变频调速系统

38、的直流电压可以迅速改变，所以动态响应比较快，而电压源型变压变频调速系统的动态响应就慢得多。 （4）输出波形 电压源型逆变器输出的电压波形为方波，电流源型逆变器输出的电流波形为方波（见下表）。 第101页/共469页性能比较（续）表6-1 两种逆变器输出波形比较第102页/共469页性能比较（续） （4）应用场合 电压源型逆变器属恒压源，电压控制响应慢，不易波动，所以适于做多台电机同步运行时的供电电源，或单台电机调速但不要求快速起制动和快速减速的场合。采用电流源型逆变器的系统则相反，不适用于多电机传动，但可以满足快速起制动和可逆运行的要求。第103页/共469页导通型和120导通型逆变器 交-直

39、-交变压变频器中的逆变器一般接成三相桥式电路，以便输出三相交流变频电源，下图为6个电力电子开关器件VT1 VT6 组成的三相逆变器主电路，图中用开关符号代表任何一种电力电子开关器件。第104页/共469页 三相桥式逆变器主电路结构CdVT1VT3VT5VT4VT6VT2ABCUd 2Ud 2RL图6-17 三相桥式逆变器主电路第105页/共469页控制方式 控制各开关器件轮流导通和关断，可使输出端得到三相交流电压。在某一瞬间，控制一个开关器件关断，同时使另一个器件导通，就实现了两个器件之间的换流。在三相桥式逆变器中，有180导通型和120导通型两种换流方式。第106页/共469页（1）180导

40、通型控制方式 同一桥臂上、下两管之间互相换流的逆变器称作180导通型逆变器。 例如，当VT1关断后，使VT4导通，而当VT4关断后，又使VT1导通。这时，每个开关器件在一个周期内导通的区间是180，其他各相亦均如此。由于每隔60有一个器件开关，在180导通型逆变器中，除换流期间外，每一时刻总有3个开关器件同时导通。第107页/共469页 但须注意，必须防止同一桥臂的上、下两管同时导通，否则将造成直流电源短路，谓之“直通”。为此，在换流时，必须采取“先断后通”的方法，即先给应关断的器件发出关断信号，待其关断后留一定的时间裕量，叫做“死区时间”，再给应导通的器件发出开通信号。第108页/共469页

41、 死区时间的长短视器件的开关速度而定，器件的开关速度越快时，所留的死区时间可以越短。为了安全起见，设置死区时间是非常必要的，但它会造成输出电压波形的畸变。第109页/共469页p 输出波形 tOtOtOtOtOtOtOtOa)b)c)d)e)f)g)h)uAOuAOuABiAiduBOuCOuOOUdUd2Ud3Ud62 Ud3电压型逆变电路的波形第110页/共469页 （2）120导通型控制方式 120导通型逆变器的换流是在不同桥臂中同一排左、右两管之间进行的。 例如，VT1关断后使VT3导通，VT3关断后使VT5导通，VT4关断后使VT6导通等等。这时，每个开关器件一次连续导通120，在同

42、一时刻只有两个器件导通，如果负载电机绕组是Y联结，则只有两相导电，另一相悬空。 第111页/共469页p 电流型三相桥式逆变电路的输出波形 tOtOtOtOIdiViWuUViU返回目录第112页/共469页6.4 变压变频调速系统中的脉宽调制 (PWM)技术本节提要 问题的提出 正弦波脉宽调制(SPWM)技术 消除指定次数谐波的PWM(SHEPWM)控制技术 电流滞环跟踪PWM(CHBPWM)控制技术 电压空间矢量PWM(SVPWM)控制技术（或称磁链跟踪控制技术）第113页/共469页 问题的提出 早期的交-直-交变压变频器所输出的交流波形都是六拍阶梯波（对于电压型逆变器）或矩形波（对于电

43、流型逆变器），这是因为当时逆变器只能采用半控式的晶闸管，其关断的不可控性和较低的开关频率导致逆变器的输出波形不可能近似按正弦波变化，从而会有较大的低次谐波，使电机输出转矩存在脉动分量，影响其稳态工作性能，在低速运行时更为明显。第114页/共469页 六拍逆变器主电路结构NN+-UVW图5-9V1V2V3V4V5V6VD1VD2VD3VD4VD5VD6Ud2Ud2VT1VT6主电路开关器件 VD1VD6续流二极管VT3VT5VT4VT6VT2VT1第115页/共469页 六拍逆变器的谐波第116页/共469页 为了改善交流电动机变压变频调速系统的性能，在出现了全控式电力电子开关器件之后，科技工作

44、者在20世纪80年代开发了应用PWM技术的逆变器。 由于它的优良技术性能，当今国内外各厂商生产的变压变频器都已采用这种技术，只有在全控器件尚未能及的特大容量时才属例外。第117页/共469页正弦波脉宽调制(SPWM)技术1. PWM调制原理 以正弦波作为逆变器输出的期望波形，以频率比期望波高得多的等腰三角波作为载波（Carrier wave），并用频率和期望波相同的正弦波作为调制波（Modulation wave），当调制波与载波相交时，由它们的交点确定逆变器开关器件的通断时刻，从而获得在正弦调制波的半个周期内呈两边窄中间宽的一系列等幅不等宽的矩形波。第118页/共469页图6-18 PWM调

45、制原理第119页/共469页 按照波形面积相等的原则，每一个矩形波的面积与相应位置的正弦波面积相等，因而这个序列的矩形波与期望的正弦波等效。这种调制方法称作正弦波脉宽调制（Sinusoidal pulse width modulation，简称SPWM），这种序列的矩形波称作SPWM波。 第120页/共469页2. SPWM控制方式 如果在正弦调制波的半个周期内，三角载波只在正或负的一种极性范围内变化，所得到的SPWM波也只处于一个极性的范围内，叫做单极性控制方式。 如果在正弦调制波半个周期内，三角载波在正负极性之间连续变化，则SPWM波也是在正负之间变化，叫做双极性控制方式。第121页/共4

46、69页 单相桥式PWM逆变电路 信号波载波图6-4调制电路Ud+V1V2V3V4VD1VD2VD3VD4uoRLuruc单相桥式PWM逆变电路 VT1VT2VT3VT4第122页/共469页图6-5urucuOtOtuouofuoUd- Ud（1）单极性PWM控制方式第123页/共469页（2）双极性PWM控制方式图6-6urucuOtOtuouofuoUd-Ud第124页/共469页3. PWM控制电路 模拟电子电路 采用正弦波发生器、三角波发生器和比较器来实现上述的SPWM控制； 数字控制电路 硬件电路； 软件实现。第125页/共469页 模拟电子电路第126页/共469页 数字控制电路

47、自然采样法只是把同样的方法数字化， 自然采样法的运算比较复杂； 规则采样法在工程上更实用的简化方法，由于简化方法的不同，衍生出多种规则采样法。第127页/共469页（1）自然采样法原理第128页/共469页（2）规则采样法 图6-12ucuOturTcADBOtuotAtDtB 22第129页/共469页规则采样法原理 三角波两个正峰值之间为一个采样周期Tc 自然采样法中，脉冲中点不和三角波一周期的中点（即负峰点）重合 规则采样法使两者重合，每个脉冲的中点都以相应的三角波中点为对称，使计算大为简化第130页/共469页 在三角波的负峰时刻tD对正弦信号波采样得D点，过 D作水平直线和三角波分别

48、交于A、B点，在A点时刻 tA和B点时刻 tB控制开关器件的通断 脉冲宽度d 和用自然采样法得到的脉冲宽度非常接近第131页/共469页规则采样法原理正弦调制信号波 式中，M 称为调制度，0 a 1；r为信号波角频率。从图中可得 2/22/sin1cDrTtMtMurrsin第132页/共469页因此可得 三角波一周期内，脉冲两边间隙宽度)sin1 (421DrcctMTT)sin1 (2DrctMT第133页/共469页 根据上述采样原理和计算公式，可以用计算机实时控制产生SPWM波形，具体实现方法有： 查表法可以先离线计算出相应的脉宽d 等数据存放在内存中，然后在调速系统实时控制过程中通过

49、查表和加、减运算求出各相脉宽时间和间隙时间。第134页/共469页 实时计算法事先在内存中存放正弦函数和Tc /2值，控制时先查出正弦值，与调速系统所需的调制度M作乘法运算，再根据给定的载波频率查出相应的Tc /2值，由计算公式计算脉宽时间和间隙时间。第135页/共469页 由于PWM变压变频器的应用非常广泛，已制成多种专用集成电路芯片作为SPWM信号的发生器，后来更进一步把它做在微机芯片里面，生产出多种带PWM信号输出口的电机控制用的8位、16位微机芯片和DSP。 第136页/共469页4. PWM调制方法 载波比载波频率 fc与调制信号频率 fr 之比N，既 N = fc / fr 根据载

50、波和信号波是否同步及载波比的变化情况，PWM调制方式分为异步调制和同步调制。第137页/共469页（1）异步调制 异步调制载波信号和调制信号不同步的调制方式。 通常保持 fc 固定不变，当 fr 变化时，载波比 N 是变化的； 在信号波的半周期内，PWM波的脉冲个数不固定，相位也不固定，正负半周期的脉冲不对称，半周期内前后1/4周期的脉冲也不对称；第138页/共469页 当 fr 较低时，N 较大，一周期内脉冲数较多，脉冲不对称产生的不利影响都较小； 当 fr 增高时，N 减小，一周期内的脉冲数减少，PWM 脉冲不对称的影响就变大。第139页/共469页（2）同步调制 同步调制N 等于常数，并