通信原理实验指导书完整.doc

《通信原理实验指导书完整.doc》由会员分享，可在线阅读，更多相关《通信原理实验指导书完整.doc（12页珍藏版）》请在淘文阁 - 分享文档赚钱的网站上搜索。

1、实验一：抽样定理实验一、实验目的1、熟悉TKCSAS型通信系统原理实验装置；2、熟悉用示波器观察信号波形、测量频率与幅度；3、验证抽样定理；二、实验预习要求1、复习?通信系统原理?中有关抽样定理的内容；2、阅读本实验的内容，熟悉实验的步骤；三、实验原理和电路说明1、概述 在通信技术中为了获取最大的经济效益，就必须充分利用信道的传输能力，扩大通信容量。因此，采取多路化制式是极为重要的通信手段。最常用的多路复用体制是频分多路复用(FDM)通信系统和时分多路复用(TDM)通信系统。频分多路技术是利用不同频率的正弦载波对基带信号进展调制，把各路基带信号频谱搬移到不同的频段上，在同一信道上传输。而时分多

2、路系统中那么是利用不同时序的脉冲对基带信号进展抽样，把抽样后的脉冲信号按时序排列起来，在同一信道中传输。 利用抽样脉冲把一个连续信号变为离散时间样值的过程称为“抽样，抽样后的信号称为脉冲调幅(PAM)信号。在满足抽样定理的条件下，抽样信号保存了原信号的全部信息。并且，从抽样信号中可以无失真地恢复出原信号。抽样定理在通信系统、信息传输理论方面占有十分重要的地位。数字通信系统是以此定理作为理论根底的。在工作设备中，抽样过程是模拟信号数字化的第一步。抽样性能的优劣关系到整个系统的性能指标。作为例子，图1-1示意地画出了传输一路语音信号的PCM系统。从图中可以看出要实现对语音的PCM编码，首先就要对语

3、音信号进展抽样，然后才能进展量化和编码。因此，抽样过程是语音信号数字化的重要环节，也是一切模拟信号数字化的重要环节。图1-1单路PCM系统示意图为了让实验者形象地观察抽样过程，加深对抽样定理的理解，本实验提供了一种典型的抽样电路。除此，本实验还模拟了两路PAM通信系统，从而帮助实验者初步了解时分多路的通信方式。2、抽样定理抽样定理指出，一个频带受限信号m(t)如果它的最高频率为fH(即m(t)的频谱中没有fH以上的分量)，可以唯一地由频率等于或大于2fH的样值序列所决定。因此，对于一个最高频率为3400Hz的语音信号m(t)，可以用频率大于或等于6800Hz的样值序列来表示。抽样频率fs和语音

4、信号m(t)的频谱如图1-2和图1-3所示。由频谱可知，用截止频率为fH的理想低通滤波器可以无失真地恢复原始信号m(t)，这就说明了抽样定理的正确性。实际上，考虑到低通滤波器特性不可能理想，对最高频率为3400Hz的语音信号，通常采用8KHz抽样频率，这样可以留出1200Hz的防卫带，见图1-4。如果fs2fH，就会出现频谱混迭的现象，如图1-5所示。在验证抽样定理的实验中，我们用单一频率fH的正弦波来代替实际的语音信号，采用标准抽样频率fs=8KHz，改变音频信号的频率fH，分别观察不同频率时，抽样序列和低通滤波器的输出信号，体会抽样定理的正确性。图1-2语音信号的频谱 图1-3语音信号的抽

5、样频谱和抽样信号的频谱图1-4留出防卫带的语音信号的抽样频谱 图1-5 fs|UP|，那么场效应晶体管处于夹断状态，输出信号为“0。抽样脉冲来时，驱动三极管导通，发射极+5V电压加到驱动二极管，使之反向偏置。从截止到导通的跳变电压经跨接在二极管两端的电容加到场效应晶体管的G极。使栅极、源极之间的电压迅速到达场效应晶体管导通的数值，并一直到达使源极电压等于漏极上的模拟电压。这样，抽样脉冲期间模拟电压经场效应晶体管开关加到负载上。由于抽样电路的负载是一个电阻，因此抽样的输出端能得到一串脉冲信号。此脉冲信号的幅度与抽样时输入信号的瞬时值成正比例，脉冲的宽度与抽样脉冲的宽度一样。这样，脉冲信号就是脉冲

6、调幅信号。当抽样脉冲宽度远小于抽样周期时，电路输出的结果接近于理想抽样序列。由图l6可知，用一低通滤波器即可实现模拟信号的恢复。为便于观察，解调电路由射随、低通滤波器和放大器组成，低通滤波器的截止频率为3400Hz。四、实验仪器双踪同步示波器五、实验内容与步骤一、准备工作1、观察本实验电路局部及所需直流电压；2、翻开交流电源总开关，用短线接上直流电压；一、抽样脉冲和分路脉冲的形成用示波器观察各脉冲信号，记录信号的波形、频率、幅度及脉冲宽度；1、了解TKCS-AS型通信系统原理实验装置的构造；2、用示波器观察主振脉冲TP1信号；幅度： V周期： s频率： Hz主振脉冲TP13、用示波器观察分路抽

7、样脉冲TP2和TP3信号；幅度： V周期： s频率： Hz分路抽样脉冲TP2和TP34、用示波器观察分路抽样脉冲TP2和TP3信号；幅度： V周期： s频率： Hz分路抽样脉冲TP2和TP35、比拟TP2TP2、TP3TP3的相位；比拟结果：二、验证抽样定理1、翻开低频函数发生器电源，用示波器观察输出端，调节频率和幅度电位器，输出正弦波f = 1KHz、Vp-p = 2V；2、正弦波信号从信号输入端TP4输入；3、连接TP2TP6；4、以TP4作比拟信号，观察抽样后形成的PAM信号TP8，调整示波器触发同步，使波形在示波器上稳定，计算一个周期内的抽样次数，核对信号频率与抽样频率的关系；幅度：

8、V周期： s频率： Hz抽样后形成的PAM信号TP85、改变信号频率f ；计算一个周期内的抽样次数，填入下表：fHz3005001000200030005000抽样次数6、连接TP2TP6；TP8TP14在TP15观察经低通滤波器和放大器的解调信号，测量其频率确定和输入信号的关系，验证抽样定理。幅度： V周期： s频率： Hz解调信号TP15六、实验报告1、整理实验数据，画出相应的曲线和波形。2、抽样定理的内容和公式？3、实验心得与体会。实验二：脉冲调幅PAM实验一、实验目的1、观察了解PAM信号的形成过程；2、了解PAM的平顶展宽解调过程；3、低通滤波器在解调中的作用；二、实验预习要求1、复

9、习?通信系统原理?中有关PAM的内容；2、复习模拟通信系统和基带传输的有关章节；3、阅读本实验的内容，熟悉实验的步骤；三、实验原理1、多路脉冲调幅(PAM信号的形成和解调)多路脉冲调幅的实验框图如图27所示。在实验中，连接TP8和(TP11)、TP13和TP14就构成了多路脉冲调幅实验电路。图2-7多路脉冲调幅实验框图分路抽样电路的作用是：将在时间上连续的语音信号经脉冲抽样形成时间上离散的脉冲调幅信号。n路抽样脉冲在时间上是互不穿插、顺序排列的。各路的抽样信号在多路汇接的公共负载上相加便形成合路的脉冲调幅信号。本实验设置了两路分路抽样电路。多路脉冲调幅信号进入接收端后，由分路选通脉冲别离成n路

10、，亦即复原出单路PAM信号。发送端分路抽样与接收端分路选通是一一对应的，这是依靠它们所使用的定时脉冲的对应关系决定的。为简化实验系统，本实验的分路选通脉冲直接利用该路的分路抽样脉冲经适当延迟获得。接收端的选通电路也采用结型场效应晶体管作为开关元件，但输出负载不是电阻而是电容。采用这种类似于平顶抽样的电路是为了解决PAM解调信号的幅度问题。由于时分多路的需要，分路脉冲的宽度是很窄的。当占空比为s / T s的脉冲通过话路低通滤波器后，低通滤波器输出信号的幅度很小。这样大的衰减带来的后果是严重的。但是，在分路选通后参加保持电容，可使分路后的PAM信号展宽到100的占空比，从而解决信号幅度衰减过大的

11、问题。但我们知道平顶抽样将引起固有的频率失真。 PAM信号在时间上是离散的，但在幅度上却是连续的。而在PCM系统里，PAM信号只有在被量化和编码后才有传输的可能。本实验仅提供一个PAM系统的简单模式。 2、多路脉冲调幅系统中的路际串话 路际串话是衡量多路系统的重要指标之一。路际串话是指在同一时分多路系统中，某一路或某几路的通话信号串扰到其它话路上去，这样就产生了同一端机中的各路通话之间的串话。串话分可懂串话和不可懂串话，前者造成失密或影响正常通话：后者等于噪声干扰。对路际串话必须设法防止。一个实用的通话系统必须满足对路际串话规定的指标。 在一个理想的传输系统中，各路PAM信号应是严格地限制在本

12、路时隙中的矩形脉冲。但如果传输PAM信号的通道频带是有限的，那么PAM信号就会出现“拖尾的现象，当“拖尾严重，以至侵入邻路隙时，就产生了路际串话。在考虑通道频带高频端时，可将整个通道简化为图2-8所示的低通网络，它的上截止频率为：f1=1(2R1C1)图2-8通道的低通等效网络为了分析方便，设第一路有幅度为V的PAM脉冲，而其它路没有。当矩形脉冲通过图2-8(a)所示的低通网络，输出波形如图2-8(b)所示。脉冲终了时，波形按R1C1时间常数指数下降。这样，就有了第一路脉冲在第二路时隙上的残存电压串话电压U，这种由于信道的高频响应不够引起的路际串话就叫做高频串话。 当考虑通道频带的低频端时，可

13、将通道简化为图2-9所示的高通网络。它的下截止频率为：f2=1(2R2C2) 由于R2C2 所以当脉冲通过图2-9(a)所示的高通网络后，输出波形如图2-9(b)所示。长长的“拖尾影响到相隔很远的时隙。假设计算某一话路上的串话电压，那么需要计算前n路对这一路分别产生的串话电压，积累起来才是总的串话电压。这种由于信道的低频响应不够而引起的路际串话就叫做低频串话。解决低频串话是一项很困难的工作。图2-9通道的高频等效电路四、实验仪器双踪同步示波器五、实验内容与步骤1、翻开低频函数发生器电源，用示波器观察输出端，调节频率和幅度电位器，输出正弦波f = 1KHz、Vp-p = 2V；2、正弦波信号从信

14、号输入端TP4输入；3、连接TP2TP6、TP8TP11、TP13TP14、TP3TP12；4、在TP13观察选通后的单路解调展宽信号，用示波器读出的宽度单位为us； = us；单路解调展宽信号TP135、改变信号频率f ，在TP15观察经低通滤波器放大后的音频信号，测量整个系统的频率特性幅度： V周期： s频率： Hz单路解调展宽信号TP13测量整个系统的频率特性，测试数据填入下表：fHz3005001000200030005000TP15Vp-p六、实验报告1、整理实验数据，画出相应的曲线和波形；2、答复：PAM信号是怎样形成的？3、实验心得与体会。实验三：脉冲编码调制PCM实验一、实验目

15、的1、了解语音信号编译码的工作原理；2、验证PCM编码原理；3、初步了解PCM专用集成电路的工作原理和应用；4、了解语音信号数字化技术的主要指标及测试方法；二、实验预习要求1、复习?通信系统原理?中有关编译码和PCM通信系统的内容；2、阅读本实验的内容，熟悉实验的步骤；三、实验原理1、 概述图3-1PCM数字 终端机的构造示意图脉冲编码(PCM)技术已经在数字通信系统中得到了广泛的应用。十多年来，由于超大规模集成技术的开展，PCM通信设备在缩小体积、减轻重量、降低功耗、简化调试以及方便维护等方面都有了显著的改良。目前，数字 终端机的关键部件，如编译码器(Codec)和话路滤波器等都实现了集成化

16、。本实验是以这些产品编排的PCM编译码系统实验，以期让实验者了解通信专用大规模集成电路在通信系统中应用的新技术。PCM数字 终端机的构成原理如图3-1所示。实验只包括虚线框内的局部，故名PCM编译码实验。2、实验原理和电路PCM编译码系统由定时局部和PCM编译码器构成。一、PCM编译码原理为适应语音信号的动态范围，实用的PCM编译码必须是非线性的。目前，国际上采用的均是折线近似的对数压扩特性。CCITT。的建议规定以13段折线近似的A律(A=87.56)和15段折线近似的律(=255)作为国际标准。A律和u律的量化特性初始段如图3-2(a)和图3-2(b)所示。图3-2量化特性 这种折线近似压

17、扩特性的特点是：各段落间量阶关系都是2的倍数，在段落内为均匀分层量化，即等间隔16个分层。这些对于用数字电路实现非线性编码与译码是极为方便的。 二、PCM编译码器简介本实验PCM编译码器采用了TP3067专用大规模集成电路，它是CMOS工艺制造的单片PCM A律编译码器，并且片内带有输入输出话路滤波器。TP3067的管脚如图3-3所示。TP3067的管脚定义简述如下：(1)VPO+ 接收功放的同向输出。(2)GNDA模拟地。所有信号以这个引脚为参考点。(3)VPO- 接收功放的反向输出。(4)VPI 将输入转换到接收功放。(5)VFRO接收滤波器的模拟输出。图3-3TP3067的管脚图(6)V

18、CC 正电源引脚。VCC：+5V5(7)FSR 接收局部的8KHz帧同步时隙信号。(8)DR PCM码流解码输入。(9)BCLKR/CLKSET 接收数据(DR)时钟，在固定速率工作模式下为2048K。FSR的上升沿，可以从64KHz变化到2.048MHz。逻辑输入可以交替地选择在同步模式下提供应主时钟的1.536MHzl.554MHz或2.048MHz，BCLKX用于传输和接收。(10)MCLKRPDN 接收主时钟。1.544MHz或2.048MHz。可以与MCLK同步，但最好是在最正确性能时与MCLKX同步。在MCLKR持续低时，全部内部定时选择MCLKX。在MCLKR持续高时，器件处于低

19、功耗状态。(11)MCLKX 传输主时钟必须是1.536MHz，1.544MHz或2.048MHz可以与MCLKR同步。(12)BCLKX 传输数据(DX)位时钟，固定速率工作模式下为2048K可以从64KHz变化到2.048MHz，但必须与MCLKX同步。(13)DX 编码数据输出，通过FSX使能。(14)FSX 发送局部的8KHz帧同步时隙信号，(15)TSX 编码时的消耗输出(16)ANLB 控制输入的模拟回路。操作时必须置逻辑“0。(17)GSX 传输输入放大器的模拟输出，用于内部设置增益。(18)VFXI- 传输输入放大器的反向输入。(19)VFXI+ 传输输入放大器的同向输入。(2

20、0)VBB 负电源引脚。VBB=-5V5。三、定时局部TP3067编译码器所需的定时脉冲均由定时局部提供。这里只需要主时钟2048KHz和帧定时8KHz信号。为了简化实验内容，本实验系统的编译码局部公用一个定时源以确保发收时隙的同步。在实际的PCM数字 设备中，确有一个同步系统来保证发收同步的。四、实验仪器双踪同步示波器五、实验内容与步骤TP1：幅度： V周期： s频率： Hz1、用示波器在TP1观察主振波形、在TP2、TP3和TP4观察波形，记录它们的频率和幅度；并比拟TP3和TP4的相位，在同一坐标系中画出其波形；TP2：幅度： V周期： s频率： HzTP1和TP2TP3：幅度： V周期

21、： s频率： Hz2、翻开低频函数发生器电源，用示波器观察输出端，调节频率和幅度电位器，输出正弦波f = 1KHz、Vp-p = 2V；TP4：幅度： V周期： s频率： HzTP3和TP43、正弦波信号从信号输入端TP5输入；4、观察TP6PCM编码输出的码流，画出其波形；5、连接TP6TP7观察经译码和接收低通滤波器恢复出的同相输出音频信号TP8和反相输出的音频信号TP8，记录各点的波形频率和幅度；幅度： V周期： s频率： HzPCM编码输出TP66、测试系统的频率特性：改变信号频率f ，在TP8观察经低通滤波器后的音频信号，测量整个系统的频率特性；幅度： V周期： s频率： Hz译码输

22、出TP87、测试系统的频率特性：改变信号频率f ，在TP8观察经低通滤波器后的音频信号，测量整个系统的频率特性，测试数据填入下表：fHz3005001000200030005000TP8Vp-p六、实验报告1、整理实验数据，画出相应的曲线和波形；2、PCM编译系统由那些局部构成？各局部的作用是什么？3、实验心得与体会。实验四：移相键控PSK实验一、实验目的1、了解M序列的性能，掌握其实现方法及其作用；2、了解2PSK系统的组成验证，其调制解调原理；3、学习集成电路压控振荡器在系统中的应用；4、学习2PSK系统主要性能指标的测试方法；二、实验预习要求1、复习?通信系统原理?中有关PSK调制解调的

23、内容；2、阅读本实验的内容，熟悉实验的步骤；3、了解有关技术指标的测量方法；三、实验原理(一)概述数字通信系统的模型可以用图5-1表示，虚线框内的局部称为数字调制和解调局部，以完成数字基带信号到数字频带信号之间的变换。图5-1数字通信系统模型 与模拟通信系统相比，数字调制和解调同样是通过某种方式，将基带信号的频谱由一个频率位置搬移到另一个频率位置上去。不同的是，数字调制的基带信号不是模拟信号而是数字信号。在大多数情况下，数字调制是利用数字信号的离散值去键控载波。对载波的幅度、频率或相位进展键控，便可获得ASK、FSK、PSK等。这三种数字调制方式在抗干扰噪声能力和信号频谱利用率等方面，以相干P

24、SK的性能最好，目前已在中、高速传输数据时得到广泛应用。 近年来，在数字微波通信中进一步提高频谱利用率的课题已获得重要进展。除2PSK外，已派生出多种调制形式，如四相移相键控(QPSK)、八相移相键控(8PSK)、正交局部响应(QPRS)、十六状态正交电幅(16QAM)以及64QAM、256QAM等，这些都是高效率的调制手段。 为了模拟实际数字调制系统，本实验的调制和解调根本上由数字电路构成。数字电路具有变换速度快、解调测试方便等优点。为了实验过程中观察方便，实验系统的载波选为5MHz。 (二)调制2PSK系统的调制局部框图如图5-2所示，下面分几局部说明。图5-22PSK调制局部框图 1、M

25、序列发生器实际的数字基带信号是随机的，为了实验和测试方便，一般都是用M序列发生器产生一个伪随机序列来充当数字基带信号源。按照本原多项式fx= X5 + X3 + 1组成的五级线性移位存放器，就可得到3l位码长的M序列。码元定时与载波的关系可以是同步的，以便清晰观察码元变化时对应调制载波的相应变化；也可以是异步的，因为实际的系统都是异步的，码元速率约为1MbtS。 2、相对移相和绝对移相移相键控分为绝对移相和相对移相两种。以未调载波的相位作为基准的相位调制叫做绝对移相。以二进制调相为例，取码元为“1时，调制后载波与未调载波同相；取码元为“0时，调制后载波与未调载波反相；“1和“0时调制后载波相位

26、差1800。绝对移相的波形如图5-3所示。图5-3绝对移相的波形示意图在同步解调的PSK系统中，由于收端载波恢复存在相位模糊的问题，即恢复的载波可能与未调载波同相，也可能反相，以至使解调后的信码出现“0、“1倒置，发送为“1码，解调后得到“0码；发送为“0码，解调后得到“1码。这是我们所不希望的，为了克制这种现象，人们提出了相对移相方式。相对移相的调制规律是：每一个码元的载波相位不是以固定的未调载波相位作基准的，而是以相邻的前一个码元的载波相位来确定其相位的取值。例如，当某一码元取“1时，它的载波相位与前一码元的载波同相：码元取“0时，它的载波相位与前一码元的载波反相。相对移相的波形如图5-4

27、所示。图5-4相对移相的波形示意图一般情况下，相对移相可通过对信码进展变换和绝对移相来实现，将信码经过差分编码变换成新的码组相对码，再利用相对码对载波进展绝对移相，使输出的已调载波相位满足相对移相的相位关系。设绝对码为ai，相对码为bi，那么二相编码的逻辑关系为：bi = ai - bi-1 1差分编码的功能可由一个模二和电路和一级移位存放器组成。调相电路可由模拟相乘器实现，也可由数字电路实现。实验中的调相电路是由数字选择器(74LS153)完成。当2脚和14脚同时为高电平时，7脚输出与3脚输入的0相载波一样；当2脚和14脚同时为低电平时，7脚输出与6脚输入的相载波一样。这样就完成了差分信码对

28、载波的相位调制。图5-5示出了一个数字序列的相对移相的过程。对应于差分编码，在解调局部有差分译码。差分译码的逻辑为：ci = bi + bi-11将(1)式代入(2)式，得ci = ai - bi-1 + bi-1bi-1 - bi-1=0ci = ai + 0 = ai这样，经差分译码后就恢复了原始的信码序列。图5-5绝对码实现相对移相的过程3、数字调相器的主要指标在设计与调整一个数字调相器时，主要考虑的性能指标是调相误差和寄生调幅。 (1)调相误差由于电路不理想，往往引进附加的相移，使调相器输出信号的载波相位取值为00及180+，我们把这个偏离的相角称为调相误差。调相器的调相误差相当于损失

29、了有用信号的能量。 (2)寄生调幅理想的二相相位调制器，当数码取“0或“1时，其输出信号的幅度应保持不变，即只有相位调制而没有附加幅度调制。但由于调制器的特性不均匀及脉冲上下电平的影响，使得“0码和“1码的输出信号幅度不等。设“0码和“1码所对应的输出信号幅度分别为Uom或Uim，那么寄生调幅为：m =Uom - Uim/Uom + Uim100%3(三)解调2PSK系统的解调局部框图如图5-6所示。图5-62PSK解调局部框图1、同相正交环绝大多数二相PSK信号采用对称的移相键控，因而在码元l、0等条件下都是抑制载波的，即在调制信号的频谱中不含载波频谱，这样就无法用窄带滤波器从调制信号中直接

30、提取参考相位载波。对PSK而言，只要用某种非线性处理的方法去掉相位调制，就能产生与载波有一定关系的分量，恢复出同步解调所需要的参考相位载波，实现对抑制载波的跟踪。从PSK信号中提取载波的常用方法是采用载波跟踪锁相环，如平方环、同相正交环、逆调制环和判决反响环等。这几种锁相环的性能特点列于表4-1中。本实验采用同相正交环，同相正交环又叫科斯塔斯(Cosatas)环。原理框图如图5-8所示。在这种环路里，误差信号是由两个鉴相器提供的。压控振荡器(VCO)给出两路相互正交的载波到鉴相器，输入的2PSK信号经鉴相后再由低通滤波器滤除载波频率以上的高频分量，得到基带信号Ud1,、Ud2，这时的基带信号包

31、含着码元信号，无法对压控振荡器(VCO)进展控制。将Ud1和Ud2经过基带模拟器相乘，就可以去掉码元信息，得到反响VCO输出信号与输入载波间相位差的控制电压。表4-1几种锁相环的性能特点特性锁相环平方环同相正交环逆调制环判决反响环环路工作频率f=2fof=fof=fof=fo等效鉴相特性正弦正弦近似距形近似距形解调能力无有有有电路复杂程度鉴相器工作频率高需用基带模拟相乘器需用二次调制器需用基带模拟调制器图5-8同相正交环原理框图2、集成电路压控振荡器(IC-VCO)压控振荡器(VCO)是锁相环的关键部件，它的频率调节和压控灵敏度决定于锁相环的跟踪性能。实验电路采用一种集成电路的压控振荡器74S

32、124。集成片配以简单的外部元件并加以适当调整，即可得到令人满意的结果。如图5-9所示。集成芯片的每一个振荡器都有两个电压控制端，Vr用于控制频率范围(14脚)，Vf用于控制频率范围调节(1脚)。外接电容器Cext用于选择振荡器的中心频率。当Vr和Vf取值适当，振荡器工作正常时，振荡器频率f0与Cext的关系近似为：f0 = 510-4/Cext4f0与Cext的关系曲线如图5-10所示。图5-9IC-VCO的使用实例图5-10频率f0与Cext的关系曲线当固定Cext时，Vr与Vf有确定的函数关系。以Vr = Vf = 2V时的输出频率f0为归一化频率单位，由实验数据可画出以Vr为参变量时归

33、一化频率fn与Vr的变化曲线如图5-11所示。图5-11fn随Vf的变化曲线由图5-11的曲线可以看出，随Vr的增大，VCO的压控灵敏度和线性范围都在增大。选取适当的Vr值和Cext值，将误差电压经线性变换后充当控制电压Vr，这样就可实现由误差电压控制VCO。当f0 = 10MHz时，一组典型的实验数据为：Cext = 275pF，Vr = 376V这时Vr在28V左右移动。四、实验仪器双踪同步示波器五、实验内容与步骤1、M序列发生器观察伪随机码M序列(TP2绝对码)的波形：画出M序列的波形并以TP1为时钟信号写出它的码流至少32位二进制码；验证M序列的主要性质；如：2、观察并记录相对码(TP

34、3)的波形：画出TP3的波形并以TP1为时钟信号写出它的码流至少32位二进制码； 3、数字调相电路以(TP3)为同步信号，观察并记录载波信号(TP5)的波形；幅度： V周期： s频率： Hz载波信号(TP5)4、以(TP3)为同步信号，观察并记录数字调相信号(TP6)的波形。TP3和TP6*4、用TP2相对码作比照，观察解调输出TP13的波形。六、实验报告1、整理实验数据，画出相应的曲线和波形；2、2PSK系统由那些局部构成？各局部的作用是什么？3、设给定一码组绝对码1，画出对其进展2PSK的调制和解调的波形；4、实验心得与体会。实验五： HDB3码型变换实验一、实验目的1、了解二进制单极性码

35、变换为HDB3码的编码规那么； 2、掌握HDB3码的工作原理和实现方法；二、实验预习要求1、复习?通信系统原理?中数字信号的基带传输和信道编码原理中的内容；2、阅读本实验的内容，熟悉实验的步骤；三、实验原理在数字通信系统中，有时不经过数字基带信号与信道信号之间的变换，只由终端设备进展信息与数字基带信号之间的变换，然后直接传输数字基带信号。数字基带信号的形式有许多种，在基带传输中经常采用AMI码符号交替反转码和HDB3码三阶高密度双极性码。l、传输码型在数字复用设备中，内部电路多为一端接地，输出的信码一般是单极性不归零信码。当这种码在电缆上长距离传输时，为了防止引进干扰信号，电缆的两根线都不能接

36、地(即对地是平衡的)，这里就要选用一种适合线路上传输的码型，通常有以下几点考虑：1在选用的码型的频谱中应该没有直流分量，低频分量也应尽量少。这是因为终端机输出电路或再生中继器都是经过变压器与电缆相连接的，而变压器是不能通过直流分量和低频分量的。2传输型的频谱中高频分量要尽量少。这是因为电缆中信号线之间的串话在高频局部更为严重，当码型频谱中高频分量较大时，就限制了信码的传输距离或传输质量。3码型应便于再生定时电路从码流中恢复位定时。假设信号连“0较长，那么等效于一段时间没有收脉冲，恢复位定时就困难，所以应该使变换后的码型中连“0较少。4设备简单，码型变换容易实现。5选用的码型应使误码率较低。双极

37、性基带信号波形的误码率比单极性信号低。根据这些原那么，在传输线路上通常采用AMI码和HDB3码。2、AMI码我们用“0和“1代表传号和空号。AMI码的编码规那么是“0码不变，“1码那么交替地转换为+1和-1。当码序列是1时，AMI码就变为：+100-1000+1-1+10-1。这种码型交替出现正、负极脉冲，所以没直流分量，低频分量也很少，它的频谱如图6-1所示，AMI码的能量集中于f0/2处f0为码速率。图6-1AMI码的频谱示意图这种码的反变换也很容易，在再生信码时，只要将信号整流，即可将“-1翻转为“+1，恢复成单极性码。这种码未能解决信码中经常出现的长连“0的问题。3、HDB3码及变换规

38、那么这是一种4连0取代码，当没有4个以上连“0码时，按AMI规那么编码，当出现4个连“0码时，以码型取代节“000V或“B00V代替四连“0码。选用取代节的原那么是：用B脉冲来保证任意两个相连取代节的V脉冲间“1的个数为奇数。当相邻V脉冲间“1码数为奇数时，那么用“000V取代，为偶数个时就用“B00V取代。在V脉冲后面的“1码和B码都依V脉冲的极性而正负交替改变。为了讨论方便，我们不管“0码，而把相邻的信码“1和取代节中的B码用B1B2Bn表示，Bn后面为V，选取“000V或“B00V来满足Bn的n为奇数。当信码中的“l码依次出现的序列为VBlB2B3.BnVBl时，HDB3码为+ - +

39、-. - - + 或为- + - +.+ + -。由此看出，V脉冲是可以辩认的，这是因为Bn和其后出现的V有一样的极性，破坏了相邻码交替变号原那么，我们称V脉冲为破坏点，必要时加取代节B00V，保证n永远为奇数，使相邻两个V码的极性作交替变化。由此可见，在HDB3码中。相邻两个V码之间或是其余的“1码之间都符合交替变号原那么，而取代码在整修码流中不符合交替变号原那么。经过这样的变换，既消除了直流成分，又防止了长连“0时位定时不易恢复的情况，同时也提供了取代信息。图6-2给出了HDB3码的频谱，此码符合前述的对频谱的要求。图6-2HDB3码的频谱示意图由于HDB3码的这些优点能较好地满足传输码型

40、的各项要求，所以常被用于远端接口电路中。在M编码、PCM编码和ADPCM编码等终端机中或多种复接设备中，都需要HDB3码型变换电路与之相配合。4、编码局部编码电路接收终端机来的单极性归零信码，并把这种变换成为HDB3码送往传输信道。编码局部的原理框图如图6-3所示，各局部功能如下所述：图6-3解码局部的原理框图图6-4解码局部的原理框图单极性信码进入本电路，首先检测有无四连“0码。没有四连“0时，信码不改变地通过本电路：有四连“0时，在第四个“0码出现时，将一个“1码放入信号中，取代第四个“0码，补入“1码称为V码。1破坏点形成电路将补放的“1码变成破坏点。方法是在取代节内第二位处再插入一个“

41、1码，使单一双极性变换电路多翻转一次，后续的V码就会与前面相邻的“1码极性一样，破坏了交替反转的规律，形成了“破坏点。 2取代节选择及补B码电路电路计算两个V码之间的“1码个数，假设为奇数，那么用000V取代节：假设为偶数，那么将000V中的第一个“0改为“1，即此时用“B00V取代节。3单一双极性变换电路电路中的除2电路对加B码、插入码、V码的码序计数，它的输出控制参加了取代节的信号码流，使其按交替翻转规律分成两路，再由变压器将此两路合成双极性信号。本级还形成符合CCITT G703要求的输出波形。信码输出为什么要经过定时选通?这个问题请读者自己分析。5、解码局部解码电路完成恢复位定时再生码

42、的功能，原理框图如图6-4所示，各局部功能如下： 1双单极性变换电路传输线来的HDB3码参加本电路，输入端与外线路匹配，经变压器将双极性脉冲分成两路单极性的脉冲。2判决电路本电路选用适宜的判决电平以去除信码经信道传输之后引入的干扰信号。信码经判决电路之后成为半占空(请思考为什么要形成半占空码?)的两路信号，相加后成为一路单极性归“0信码，送到定时恢复电路和信码再生电路。3破坏点检测电路本电路输入B+和B-两个脉冲序列。由HDB3编码规那么在破坏点处会出现一样极性的脉冲，就是说这时B+和B-不是依次而是连续出现的；所以可以由此测出破坏点。本电路在V脉冲出现的时刻有输出脉冲。4去除取代节电路在V码

43、出现的时刻将信码流中的V码及它前面的第三位码置为“0，去掉取代节之后，再将信号整形即可恢复原来信码。破坏点检测与去除取代节电路一起完成信码再生功能。5定时恢复电路由随机序列的功率谱可知，此功率谱中包含连续谱和离散谱。假设信号为双极性并且两极性波形等概率出现时p=1-p，Gl(f)= -G2(f)，那么在ps()的表达式中后两项为0，没有离散谱存在，这对于位定时恢复是不利的。所以将信码先整流成为单极性码，再送入位定时恢复电路，用滤波法由信码提取位定时，这里给出的电路是用线性放大器做成选频放大器来选取定时频率分量。经整流恢复出的位定时信号用于信码再生电路，使两者同步。四、实验仪器双踪同步示波器五、实验内容与步骤1、观察输入编码：以2048KHz信号作为同步信号观察1000码、伪随机码、全“1”码、全“0”码的波形，记录其幅度和码流至