V-M不可逆双闭环直流调速系统课程设计(26页).doc

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1、-V-M不可逆双闭环直流调速系统课程设计-第 23 页广西工学院鹿山学院电力拖动自动控制系统课程设计设计题目：V-M不可逆双闭环直流调速系统系 别：电子信息与控制工程系专业班级：自动化091姓 名：刘帅学 号：20092349日 期：2012年6月5日内容摘要电力拖动自动控制系统是把电能转换成机械能的装置，它被广泛地应用于一般生产机械需要动力的场合，也被广泛应用于精密机械等需要高性能电气传动的设备中，用以控制位置、速度、加速度、压力、张力和转矩等。直流电动机具有良好的起、制动性能，宜于在大范围内平滑调速，在许多需要调速或快速正反向的电力拖动领域中得到应用。晶闸管问世后，生产出成套的晶闸管整流装

2、置，组成晶闸管电动机调速系统（简称V-M系统），和旋转变流机组及离子拖动变流装置相比，晶闸管整流装置不仅在经济性和可靠性上都有很大提高，而且在技术性能上也显示出较大的优越性。而转速、电流双闭环控制直流调速系统是性能很好、应用最广的直流调速系统。双闭环直流调速系统即速度和电流双环直流调速系统，是由单闭环直流调速系统发展起来的，调速系统使用比例积分调节器，可以实现转速的无静差调速。又采用电流截止负载环节，限制了起（制）动时的最大电流。这对一般的要求不太高的调速系统，基本上已经能满足要求。但是由于电流截止负反馈限制了最大电流，加上电动机反电势随着转速的上升而增加，使电流到达最大值后迅速降下来，这样，

3、电动机的转矩也减小了，使起动加速过程变慢，起动的时间久比较长。在这些系统中为了尽快缩短过渡时间，所以就希望能够充分利用晶闸管元件和电动机所允许的过载能力，使起动的电流保护在最大允许值上，电动机输出最大转矩，从而转速可直线迅速上升，使过渡过程的时间大大的缩短。另一方面，在一个调节器的输出端综合几个信号，各个参数互相调节比较困难。为了克服这一缺点就应用转速，电流双环直流调速系统。关键词：双闭环 直流调速系统 MATLAB目 录第1章 电力拖动自动控制系统设计任务书3第2章 设计方案的选择4第3章 主电路选型和闭环系统的组成53.1 整体设计53.2 主电路53.3 双闭环直流调速系统的静态特性63

4、.4 闭环调速系统73.5 电机形式的确定103.6 晶闸管结构型式的确定113.7 闭环调速系统的组成11第4章 调速系统主电路元部件的确定及其参数计算124.1 整流变压器容量计算124.2 晶闸管的电流、电压定额计算134.3 平波电抗器电感量计算134.4 保护电路的设计计算14第5章 驱动控制电路的选型设计 17 5.1 集成触发电路 17 5.2 三相桥式全控整流电路分析18第6章 双闭环系统调节器的动态设计 19 6.1 电流调节器的设计19 6.2 转速调节器的设计21 6.3 检测电路参数设置23电气原理总图及其波形图24第7章 MATLAB/SIMULINK仿真软件257.

5、1仿真软件介绍257.2 仿真软件操作过程26第8章 仿真设计278.1 仿真波形图29第9章 仿真结果分析32设计总结32参考文献33第一章电力拖动自动控制系统设计任务书一设计题目：V-M不可逆双闭环直流调速系统设计二技术数据直流他励电动机：额定功率，额定电压，额定电流，额定转速，磁极对数，励磁电压，励磁电流，电枢电阻，电枢电感，磁场与电枢互感，整流器内阻，平波电抗器。,电流反馈滤波时间常数，转速反馈滤波时间常数，过载倍数，转速调节器和电流调节器的饱和值为12V，输出限幅为10V，额定转速时转速给定，电流给定最大值。系统主电路：0.71，0.012。三设计要求1该调速系统能进行平滑的速度调节

6、，负载电机不可逆运行，具有较宽的调速范围D10，系统在工作范围内能稳定工作2系统静特性良好，无静差（静差率s5%）3动态性能指标：电流超调量，空载启动到额定转速时的转速超调量4系统在5%负载以上变化的运行范围内电流连续。5调速系统中设置有过电压、过电流等保护，并且有制动措施。6.主电路采用三相全控桥整流电路。四设计内容 1根据题目的技术要求，分析论证并确定主电路的结构型式和闭环调速系统的组成，画出系统组成的原理框图。2调速系统主电路元部件的确定及其参数计算。 3驱动控制电路的选型设计。4动态设计计算：根据技术要求，对系统进行动态校正，确定ASR调节与ACR调节器的结构型式及进行参数计算，使调速

7、系统工作稳定，并满足动态性能指标的要求。5绘制V-M双闭环直流不可逆调速系统电器原理图，并研究参数变化时对直流电动机动态性能的影响。 6对所设计的系统进行计算机仿真实验，即可面向传递函数的MATLAB仿真方法，也可用面向电气系统原理结构图的MATLAB仿真方法。第二章 设计方案的选择速度和电流双环直流调速系统（双环），是由单闭环直流调速系统发展起来的，调速系统使用比例积分调节器，可以实现转速的无静差调速。又采用电流截止负载环节，限制了起（制）动时的最大电流。这对一般的要求不太高的调速系统，基本上已能满足要求。但是由于电流截止负反馈限制了最大电流，加上电动机反电势随着转速的上升而增加，使电流到达

8、最大值后迅速降下来，这样，电动机的转距也减小了，使起动加速过程变慢，起动（调整时间ts）的时间就比较长。在这些系统中为了尽快缩短过渡时间，所以希望能够充分利用晶闸管元件和电动机所允许的过载能力，使起动的电流保护在最大允许值上，电动机输出最大转矩，从而转速可直线迅速上升，使过渡过程的时间大大缩短。另一方面，在一个调节器输出端综合几个信号，各个参数互相调节比较困难。为了克服这一缺点就应用转速，电流双环直流调速系统。转速.电流双闭环直流调速系统原理图1-1如下:.图1-1 双闭环直流调速系统原理框图本设计采用三相全控桥整流电路，在直流侧串有平波电抗器，该电路能为电动机负载提供稳定可靠的电源，利用控制

9、角的大小可有效的调节转速，并在直流交流侧安置了保护装置，保证各元器件能安全的工作，同时由于使用了闭环控制，使得整个调速系统具有很好的动态性能和稳态性能。第三章 主电路选型和闭环系统的组成3.1 整体设计直流电机的供电需要三相直流电，在生活中直接提供的三相交流380V电源，因此要进行整流，则本设计采用三相桥式整流电路变成三相直流电源，最后达到要求把电源提供给直流电动机。如图2.1设计的总框架。三相交流电源三相桥式整流电路直流电动机整流供电双闭环直流调速机驱动电路保护电路图2.1 双闭环直流调速系统设计总框架本设计中直流电动机由单独的可调整流装置供电，采用三相桥式全控整流电路作为直流电动机的可调直

10、流电源。通过调节触发延迟角的大小来控制输出电压Ud的大小，从而改变电动机M的电源电压。由改变电源电压调速系统的机械特性方程式: 注解：整流电压 , 为整流装置内阻，由此可知，改变，可改变转速。3.2 主电路直流调速系统常用的直流电源有三种旋转变流机组；静止式可控整流器；直流斩波器或脉宽调制变换器。图2.2 VM系统原理图1957年晶闸管问世，已生产成套的晶闸管整流装置，即右图2.2晶闸管-电动机调速系统(简称V-M系统)的原理图。通过调节阀装置GT的控制电压来移动触发脉冲的相位，即可改变平均整流电压，从而实现平滑调速。和旋转变流机组及离子拖动变流装置相比，晶闸管整流装置不仅在经济性和可靠性上都

11、很大提高，而且在技术性能上也现实出较大的优越性。虽然三相半波可控整流电路使用的晶闸管个数只是三相全控桥整流电路的一半，但它的性能不及三相全控桥整流电路。三相全控桥整流电路是目前应用最广泛的整流电路，其输出电压波动小，适合直流电动机的负载，并且该电路组成的调速装置调节范围广（将近50）。把该电路应用于本设计，能实现电动机连续、平滑地转速调节、电动机不可逆运行等技术要求。主电路图如下：图2.3 主电路原理图三相全控桥整流电路实际上是组成三相半波晶闸管整流电路中的共阴极组和共阳极组串联电路。三相全控桥整流电路可实现对共阴极组和共阳极组同时进行控制，控制角都是 。在一个周期内6个晶闸管都要被触发一次，

12、触发顺序依次为：VT1、VT2、VT3、VT4、VT5、VT6，6个触发脉冲相位依次相差60。为了构成一个完整的电流回路，要求有两个晶闸管同时导通，其中一个在共阳极组，另外一个在共阴极组。为此，晶闸管必须严格按编号轮流导通。晶闸管与按A相，晶闸管与按B相，晶闸管与按C相，晶闸管接成共阳极组，晶闸管接成共阴极组。在电路控制下，只有接在电路共阴极组中电位为最高又同时输入触发脉冲的晶闸管，以及接在电路共阳极组中电位最低而同时输入触发脉冲的晶闸管，同时导通时，才构成完整的整流电路。如图2.3所示。由于电网电压与工作电压（U2）常常不一致，故在主电路前端需配置一个整流变压器，以得到与负载匹配的电压，同时

13、把晶闸管装置和电网隔离，可起到降低或减少晶闸管变流装置对电网和其他用电设备的干扰。考虑到控制角增大，会使负载电流断续，并且负载为直流电动机时，由于电流断续和直流的脉动，会使晶闸管导通角减少，整流器等效内阻增大，电动机的机械特性变软，换向条件恶化，并且增加电动机的损耗，故在直流侧串接一个平波电抗器，以限制电流的波动分量，维持电流连续。为了使元件免受在突发情况下超过其所承受的电压电流的侵害，电路中加入了过电压、过电流保护装置。3.3 双闭环直流调速系统的静特性在单闭环系统中，只有电流截止负反馈环节是专门用来控制电流的。但它只是在超过临界电流值以后，靠强烈的负反馈作用限制电流的冲击，并不能很理想的控

14、制电流的动态波形。带电流截止负反馈的单闭环调速系统起动时的电流和转速波形如图2.4-（a）所示。当电流从最大值降低下来以后，电机转矩也随之减小，因而加速过程必然拖长。在实际工作中,我们希望在电机最大电流（转矩）受限的条件下，充分利用电机的允许过载能力，最好是在过渡过程中始终保持电流（转矩）为允许最大值，使电力拖动系统尽可能用最大的加速度起动，到达稳定转速后，又让电流立即降下来，使转矩马上与负载相平衡，从而转入稳态运行。这样的理想起动过程波形如图1-（b）所示，这时，启动电流成方波形，而转速是线性增长的。这是在最大电流（转矩）受限的条件下调速系统所能得到的最快的起动过程。IdLntIdOIdmI

15、dLntIdOIdmIdcrnn(a)(b) (a)带电流截止负反馈的单闭环调速系统起动过程 (b)理想快速起动过程图2.4 调速系统起动过程的电流和转速波形实际上，由于主电路电感的作用，电流不能突跳，为了实现在允许条件下最快启动，关键是要获得一段使电流保持为最大值的恒流过程，按照反馈控制规律，采用某个物理量的负反馈就可以保持该量基本不变，那么采用电流负反馈就能得到近似的恒流过程。问题是希望在启动过程中只有电流负反馈，而不能让它和转速负反馈同时加到一个调节器的输入端，到达稳态转速后，又希望只要转速负反馈，不再靠电流负反馈发挥主作用，因此我们采用双闭环调速系统。这样就能做到既存在转速和电流两种负

16、反馈作用又能使它们作用在不同的阶段。3.4 闭环调速系统为了实现转速和电流两种负反馈分别起作用，在系统中设置了两个调节器，分别调节转速和电流，二者之间实行串级连接，如图2所示，即把转速调节器的输出当作电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制晶闸管整流器的触发装置。该双闭环调速系统的两个调节器ASR和ACR一般都采用PI调节器。因为PI调节器作为校正装置既可以保证系统的稳态精度，使系统在稳态运行时得到无静差调速，又能提高系统的稳定性；作为控制器时又能兼顾快速响应和消除静差两方面的要求。一般的调速系统要求以稳和准为主，采用PI调节器便能保证系统获得良好的静态和动态性能。采用PI调节的单个转速闭

17、环直流调速系统可以保证系统稳定的前提下实现转速无静差。但是，如果对系统的动态性能要求较高，单环系统就难以满足需要。这是就要考虑采用转速、电流双环控制的直流调速系统。为了实现转速和电流两种负反馈分别起作用，可在系统中设置两个调节器，分别调节转速和电流。二者之间实行嵌套（串联）联接。把转速调节器的输出当作电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制电力电子变换器UPE。从闭环结构上看，电流环在里面，称作内环；转速环在外边，称作外环。这就形成了转速、电流双闭环调速系统。图2.5 转速、电流双闭环直流调速系统结构框图为了获得良好的静、动态性能，转速和电流两个调节器一般都采用PI调节器，这样构成的双闭环

18、直流调速系统的电路原理图如图2所示。图中标出了两个调节器输入输出电压的实际极性，他们是按照电力电子变换器的控制电压Uc为正电压的情况标出的，并考虑到运算放大器的倒相作用。开环直流调速系统调节控制电压Uc就可改变电动机的转速。如果负载的生产工艺对运行时的静差率要求不高，这样的开环调速系统都能实现一定范围内的无级调速，但是，对静差率有较高要求时，开环调速系统往往不能满足要求。这时就要采用闭环调速系统。3.4.1 双闭环调速系统电路原理图图2.6 双闭环调速系统电路原理图+-+-MTG+-+-RP2nU*nR0R0UcUiTALIdRiCiUd+-R0R0RnCnASRACRLMTGVRP1UnU*

19、iLMMUPPPEASR转速调节器ACR电流调节器， TG测速发电机，TA电流互感器，UPE电力电子变换器，Un*转速给定电压，Un转速反馈电压，Ui*电流给定电压，Ui电流反馈电压 3.4.2 双闭环直流调速系统的稳态结构图首先要画出双闭环直流系统的稳态结构图如图2.7所示，分析双闭环调速系统静特性的关键是掌握PI调节器的稳太特征。一般存在两种状况：饱和输出达到限幅值；不饱和输出未达到限幅值。当调节器饱和时，输出为恒值，输入量的变化不再影响输出，相当与使该调节环开环。当调节器不饱和时，PI作用使输入偏差电压在稳太时总是为零。 Ks a 1/CeU*nUctIdEnUd0Un+-ASR+U*i

20、-IdR R b ACR-UiUPE图2.7 双闭环直流调速系统的稳态结构图 实际上，在正常运行时，电流调节器是不会达到饱和状态的。因此，对静特性来说，只有转速调节器饱和与不饱和两种情况。3.4.3 双闭环直流调速系统数学模型 双闭环控制系统数学模型的主要形式仍然是以传递函数或零极点模型为基础的系统动态结构图。双闭环直流调速系统的动态结构框图如图2.8所示。图中和分别表示转速调节器和电流调节器的传递函数。为了引出电流反馈，在电动机的动态结构框图中必须把电枢电流显露出来，如图2.8所示。U*na Uct-IdLnUd0Un+-b -UiWASR(s)WACR(s)Ks Tss+11/RTl s+

21、1RTmsU*iId1/Ce+E图2.8 双闭环直流调速系统的动态结构框图3.5 电动机型式的确定3.5.1 电动机电压等级的选用电动机电压等级要与工厂企业或车间的供电电压一致。一般中、小型交流电动机额定电压为 220/380V或 380/660V。当电动机由晶闸管整流装置直接供电时，为配合不同的整流电路联结，新改型直流电动机还增设了 160V（配合单相全波整流）及 440V（配合三相桥式整流）等新的电压等级。 3.5.2 电动机额定转速的选用一般可分为下列三种情况：（1）电动机连续工作，很少起动、制动或反转。对几个不同的额定转速进行全面比较，最后确定电动机的额定转速。（2）电动机经常起动、制

22、动及反转，此时除考虑初期投资外，主要根据过渡过程能量损耗为最小的条件来选择电动机的额定转速。（3）电动机经常起动、制动及反转，主要根据过渡过程持续时间为最短的条件来选择电动机的额定转速。 3.5.3电动机额定功率的选用 额定功率的选用考虑电动机的发热、过载能力及起动能力三个方面。电动机额定功率的选择一般可分为三步：（1）计算负载功率 PL。这是决定电动机额定功率的依据。（2）根据负载功率，预选电动机的额定功率 PN PL，尽量接近 PL。（3）校核预选电动机。 3.5.4 电动机的额定功率 决定电动机功率的主要因素有三个：（1）电动机的发热与温升，这是决定电动机功率的最主要因素。（2）允许短时

23、过载能力。（3）对于笼型交流电动机还要考虑起动能力。在生产实际中，还需要考虑具体生产机械的特殊情况，进行补充和灵活运用。 3.5.5 电动机的选型型号：Z4-180-42 额定转速：3000r/min 额定功率：90KW电压：电枢220V 激磁：220V 电枢电流：221A惯量矩：2.2 Kg.m.m 重量：410Kg3.6 晶闸管结构型式的确定晶闸管整流是把交流变直流。整流的过程中,采用三相桥式全控整流电路。可控整流的原理：当晶闸管的阳极和阴极之间承正向电压并且门极加触发信号晶闸管导通，并且去掉门极的触发信号晶闸管依然导通。当晶闸管的阳极和阴极之间承受反向电压并且门极不管加不加触发信号晶闸管

24、关断。根据电动机的额定电压的不同，确定整流变压器的输出电压和可控整流电路的结构形式，一般情况，当控制角为0时，整流输出电压的有效值应约等于1.1倍的电动机额定电压,运算关系参照下表1。表1运算关系电路结构确定后既要进行晶闸管的型号选择：一般取晶闸管的额定电压为1.5-2倍的、额定电流大于2倍的电动机额定电流确定。3.7 闭环调速系统的组成开环直流调速系统调节控制电压Uc就可改变电动机的转速。采用PI调节的单个转速闭环直流调速系统可以保证系统稳定的前提实现转速无静差。但是，如果对系统的动态性能要求较高，单环系统就难以满足需要。这是就要考虑采用转速、电流双环控制的直流调速系统。为了实现转速和电流两

25、种负反馈分别起作用，可在系统中设置两个调节器，分别调节转速和电流。二者之间实行嵌套（串联）联接。把转速调节器的输出当作电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制电力电子变换器UPE。从闭环结构上看，电流环在里面，称作内环；转速环在外边，称作外环。这就形成了转速、电流双闭环调速系统。第四章 调速系统主电路元部件的确定及其参数计算4.1 整流变压器容量计算4.1.1 次级电压U2 为了保证负载能正常工作，当主电路的接线形式和负载要求的额定电压确定之后，晶闸管交流侧的电压U2只能在一个较小的范围内变化，为此必须精确计算整流变压器次级电压U2。影响U2值的因素有：（1）U2值的大小首先要保证满足负载

26、所需求的最大直流值Ud（2）晶闸管并非是理想的可控开关元件，导通时有一定的管压降，用UT表示（3）平波电抗器有一定的直流电阻，当电流流经该电阻时就要产生一定的电压降（4）电枢电阻的压降综合以上因素得到的U2精确表达式为：A= Ud0/U2，表示当控制角=0时，整流电压平均值与变压器次级相电压有效值之比。B=Ud/Ud0，表示控制角为时和=00时整流电压平均值之比。UK%变压器的短路电压百分比，100千伏安以下的变压器取UK%=5，1001000千伏安的变压器取UK%=58为电网电压波动系数。根据规定，允许波动+5%-10%，即=1.050.9C是与整流主电路形式有关的系数，表示电动机电枢电路总

27、电阻的标么值，对容量为15150KW的电动机，通常=0.080.04nUT表示主电路中电流经过几个串联晶闸管的管压降对于本设计：为了保证电动机负载能在额定转速下运转,计算所得的U2应有一定的裕量,根据经验所知,公式中的控制角应取300为宜。=0.9,A=2.34,B=0=，C=0.5，UK%=5= =366V 取U2=370V4.1.2 次级电流I2和变压器容量I2=KI2Id , KI2为各种接线形式时变压器次级电流有效值和负载电流平均值之比。对于本设计KI2取0.816,且忽略变压器一二次侧之间的能量损耗，故：A 4.2 晶闸管的电流、电压定额计算题目中要求晶闸管整流装置=0.5, , =

28、136A ，晶闸管参数计算如下： =1.1=1.1220=242V=1.5=1.5220=330V=2=2136=272A从电气工程师手册中查得满足晶闸管型号选择的晶闸管型号为：KP500表2 KP500型号通态平均电流IT（AV） A正向电流有效值IF(AV)A重复峰值电压VRRM V触发电流IGT mA推荐散热器KP5005005502002000500SZ134.3 平波电抗器电感量计算 由于电动机电枢和变压器存在漏感，因而计算直流回路附加电抗器的电感量时，要从根据等效电路折算后求所需电感量中，扣除上述两种电感量。4.3.1 电枢电感量LM按下式计算P电动机磁极对数，KD计算系数，对一般

29、无补偿电机：KD=812对于本设计，P=2，KD=10则 4.3.2 整流变压器漏电感折算到次级绕组每相的漏电感LB按下式计算U2变压器次级相电压有效值Id晶闸管装置直流侧的额定负载电流KB与整流主电路形式有关的系数对于本设计，KB=3.9，=5则4.3.3 变流器在最小输出电流Idmin时仍能维持电流连续时电抗器电感量L下式计算K是与整流主电路形式有关的系数，三相全控桥K取0.693则：4.3.4 使输出电流连续的临界电感量L平L平=L-LM-2LB=23.31-2.77-20.33=19.22()电抗器电感量应大于15 4.4 保护电路的设计计算4.4.1 过电压保护交流侧过电压的保护如图

30、3-1 图4-1交流侧过电压保护电路 采用RC过电压抑制电路如图一所示，在变压器次级并联RC电路，以吸收变压器铁心的磁场释放的能量，并把它转换为电容器的电场能而存储起来，串联电阻是为了在能量转换过程中可以消耗一部分能量并且抑制LC回路可能产生的震荡。本设计采用三相全控桥整流电路，变压器的绕组为Y联结，阻容保护装置采用三角形接法，故可按下式计算阻容保护元件的参数电容C的耐压 ： 电阻R的功率：式中 ST变压器每相平均计算容量（VA）U2变压器次级相电压有效值（V）励磁电流百分比，当ST几百伏安时=10，当ST1000伏安时=35UK%变压器的短路电压百分比IC,UC当R正常工作时电流电压的有效值

31、（A，V） 对于本设计，UK%=5， =5，ST=145.41/3=48.47KVA（1）电容器的计算,取4,取1200V选择=4F，耐压1200V的金属化纸介电容(2) 电阻值的计算取R=20RC支路电流IC近似为电阻R的功率为直流侧的过电压保护如图： 图3-2直流侧过电压保护电路 图4-2直流侧过电压保护整流器直流侧开断时，如直流侧快速开关断开或桥臂快熔熔断等情况，也在A、B之间产生 过电压，如图3-2所示本设计用非线性元气件抑制过电压，在A、B之间接入的是压敏电阻。压敏电阻的额定电压U1mA的选取可按下式计算Ud0为晶闸管控制角=00时直流输出电压 对于本设计：用于中小功率整流器操作过电

32、压保护，压敏电阻通流容量可选择（35）KA晶闸管换相过电压保护如图： 图4-3换相过电压保护电路如上图，在晶闸管元件两端并联RC电路，起到晶闸管换相过电压的保护。串联电阻R的作用一是阻尼LTC回路的震荡，二是限制晶闸管开通瞬间的损耗且可减小电流上升率di/dt。R、C值可按经验数据选取，对于本设计晶闸管额定电流为220A，故C可取0.3,R可取20.4.4.2 过电流保护如图：图4-4 过电流保护电路 第五章 驱动控制电路的选型设计5.1集成触发电路集成电路可靠性高，技术性能好，体积小，功耗低，调试方便。随着集成电路制作技术的提高。晶闸管触发电路的集成化已逐渐普及。目前国内常用KJ和KC系列，

33、两者生产厂家不同，但很相似。采用KJ004集成触发电路的同步电压应滞后于主电路电压180度的触发触发脉冲。其工作原理可参照锯齿波同步的触发电路进行分析，或查阅有关的产品手册。集成电路只需用3个KJ004集成块和隔离电路组成，再由六个晶体管进行脉冲放大，即构成完整的三相全控桥触发电路，如图5-1所示： 图5-1 采用集成化六脉冲触发电路的三相全控桥整流电路本设计主电路整流变压器采用D，y-11联结，同步变压器采用D，y-11，5联结。同步变压器如图5-3。图5-3同步变压器和整流变压器接法 这时，同步电压选取的结果见表3。 表3 各晶闸管的同步电压 晶闸管VT1VT2VT3VT4VT5VT6主电

34、路电压+Ua-Uc+Ub-Ua+Uc-Ub同步电压-Usa+Usc-Usb+Usa-Usc+Usb5.2 三相桥式全控整流电路分析三相桥式全控整流电路相当于一组共阴极的三相半波和一组共阳极的三相半波可控整流电路串联起来构成的。习惯上将晶闸管按照其导通顺序编号，共阴极的一组为VT1、VT3和VT5，共阳极的一组为VT2、VT4和VT6。其电路如图5-4所示：图5-4三相桥式电阻性负载全控整流电路要求共阴极的一组晶闸管要在自然换相点1、3、5点换相，而共阳极的一组晶闸管则会在自然换相点2、4、6点换相。因此，对于可控整流电路，就要求触发电路在三相电源相电压正半周的1、3、5点的位置给晶闸管VT1、

35、VT3和VT5送出触发脉冲，而在三相电源相电压负半周的2、4、6点的位置给晶闸管VT2、VT4和VT6送出触发脉冲，且在任意时刻共阴极组和共阳极组的晶闸管中都各有一只晶闸管导通，这样在负载中才能有电流通过，负载上得到的电压是某一线电压。其波形如图5-5所示。图5-5三相桥式电阻性负载a=0时波形触发电路与驱动电路是电力电子装置的重要组成部分。为了充分发挥电力电子器件的潜力、保证装置的正常运行，必须正确设计与选择触发电路与驱动电路，如图5-6 。晶闸管的触发信号可以用交流正半周的一部分，也可用直流，还可用短暂的正脉冲。为了减少门极损耗，确保触发时刻的准确性，触发信号常采用脉冲形式。晶闸管对触发电

36、路的基本要求有如下几条： （1）触发信号要有足够的功率（2）触发脉冲必须与主回路电源电压保持同步（3）触发脉冲要有一定的宽度，前沿要陡（4）触发脉冲的移相范围应能满足主电路的要求图5-6三相桥式全控整流电路触发脉冲第六章 双闭环系统调节器的动态设计6.1电流调节器的设计6.1.1 时间常数的确定 表4 各种整流电路的失控时间（f=50Hz）整流电路形式最大失控时间Tsmax/ms平均失控时间Ts/ms单相半波20 10单相桥式 10 5三相半波 6.67 3.33 三相桥式3.33 1.67系统电磁时间常数：由上可知=35.98mH，=0.5， 按表4得：整流装置滞后时间常数：三相桥式电路的平

37、均失控时间为=0.0017s。 电流滤波时间=0.002s， 电流环小时间常数之和：按小时间常数近似处理， 电流环小时间常数之和：按小时间常数近似处理，取=0.0037s6.1.2 电流调节器结构的选择 根据设计要求，并保证稳态电流无差，可按典型型系统设计电流调节器。电流环控制对象是双惯性型的，因此可用PI型电流调节器，其传递函数为，电流调节器的比例系数，电流调节器的超前时间常数。检查对电源电压的抗扰性能： =0.142/0.0037=38.39，对照典型型系统动态抗扰性能，各项指标都是可以接受的。电流调节器结构图如图6-1： 图6-1 电流调节器结构图6.1.3 电流调节器的参数计算 电流调

38、节器超前时间常数i=0.07s。电流开环增益：要求时，按表5应取=0.5，因此=0.5/ =0.5/0.0037=。取=40，而电流反馈系数=10V/1.5 =10/（1.5136）=0.05V/A，于是ACR的比例系数为表5 典型型系统动态跟随性能指标和频域指标与参数的关系参数关系KT0.250.390.500.691.0阻尼比1.00.80.7070.60.5超调量0%1.5%4.3%9.5%16.3%上升时间tr6.6T4.7T3.3T2.4T峰值时间tp8.3T 6.2T 4.7T3.6T相对稳定裕度76.369.965.559.251.8截止频率c0.243/T0.367/T0.45

39、5/T 0.596/T 0.786/T6.1.4 近似条件校验 电流环截止频率：。晶闸管整流装置传递函数的近似条件:，满足近似条件。忽略反电动势变化对电流环动态影响的条件:，满足近似条件。电流环小时间常数近似处理条件:，满足近似条件。6.1.5 电流调节器的实现按所用运算放大器取=40K，各电阻和电容值为Ri=KiR0=1.64240=65.68k，取65 k； Ci=i/Ri=0.07/（65103）1.0810-6F=1.08F，取1.1F；Coi=4Toi/R0=40.002/40000=0.210-6F，取0.2F。按照上述参数，电流环可以达到的动态跟随性能指标为 =4.3%5%（见表

40、5），满足设计要求。6.2 转速调节器的设计6.2.1 时间常数的确定 电流环等效时间常数1/KI：已取=0.5，则1/KI=2Ti=20.0037=0.0074s。 转速滤波时间常数Ton：根据所用测速发电机纹波情况，取Ton=0.01s。转速环小时间常数Tn：按小时间近似处理, Tn=1/KI+Ton=0.0074+0.01=0.0174s 6.2.2 转速调节器结构的选择 按照设计要求，选用典型型系统的PI调节器，其传递函数为转速调节器结构图如图6-2： 图6-2转速调节器结构图6.2.3 转速调节器的参数计算 按跟随和抗扰性能都较好的原则，取h=5，则ASR的超前时间常数为n=hTn=

41、50.0174=0.087s，可求得转速环开环增益，因为Ce=（UN-INRa）/nN=（440-2200.088）/1000=0.234Vmin/r，=10V/ nN =10/1800=0.006 Vr/min，于是可得ASR的比例系数：6.2.4 近似条件校验 由式K=1c得转速环截止频率为：电流环传递函数简化条件：，满足简化条件。 转速环小时间常数近似处理条件：，满足近似条件。6.2.5 转速调节器的实现 取R0=40k，则Rn=KnR0=3.3640=134.48k，取1400k； Cn=n/Rn=0.087/（140103）0.62110-6F=0.621F，取0.7F；Con=4T

42、on/R0=40.01/（40103）=110-6=1F，取1F。6.2.6 校核转速超调量当h=5时，由表6查得，=37.6%，不能满足设计要求。实际上，由于表四是按线性系统计算的，而突加阶跃给定时，ASR饱和，不符合线性系统的前提，应该按ASR退饱和的情况重新计算超调量。 表6 典型型系统阶跃输入跟随性能指标（按Mmin准则确定参数关系）h3 4567891052.6%43.6%37.6%33.2%29.8%27.2%25.0%23.3%tr/T2.402.652.853.003.103.203.303.35ts/T12.1511.659.5510.4511.3012.2513.2514.20k32211111设理想空载起动时，负载系数z=0，已知=1.5，IN=220A，nN=1800r/min，Ce=0.234Vmi