异步电机无速度传感器矢量控制毕业论文(36页).doc

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1、-异步电机无速度传感器矢量控制毕业论文-第 36 页摘要异步电机无速度传感器矢量控制技术提高了交流传动系统的可靠性，降低了系统的实现成本。准确辨识电机转速是实现无速度传感器矢量控制的关键。本文对无速度传感器矢量控制系统进行了研究，建立了异步电动机无速度传感器电流模型的矢量控制系统。对基于该速度辨识模型的无速度传感器异步电动机矢量控制系统在不同的情况下进行了详细的研究。该方法依赖于电机参数，而电机参数在电机运动过程中变化很大，因而给出了对电的一些定、转子参数进行实时辨识方法，以保持系统的动、静态性能。简单介绍了基于DSP的异步电机无速度传感器矢量控制系统的硬件结构以及软件系统的设计。关键词: 异

2、步电动机，矢量控制，无速度传感器，速度辩识，DSP(数字信号处理器)ABSTRACT The speed sensorless vector control of induction motor teehnology enhances the reliability of AC driving system，and reduces therealization cost，The key Problem 15 that how we canget thes Peed of motor aecuratel. This thesis made a study on the speed sensorl

3、ess vector contorl system.And built up induction speed sensorless veetor control System 目 录第一章 概论 11.1 课题的研究背景及其意义 1.2 矢量控制和无速度传感器控制技术的现状第二章 异步电机无速度传感器转子定向控制理论 2.1交流电动机的SVPWM技术2.1.1交流异步电动机变频调速原理2.1.2电压空间矢量SVPWM技术2.2 交流异步电动机的矢量控制 2.2.1交流异步电动机的矢量控制基本原理2.2.2矢量控制的坐标变换2.2.3转子磁链位置的计算2.3交流异步电动机无速度传感器转子磁场定向

4、控制2.3.1交流异步电动机转子磁场定向控制2. 3.2磁通观测原理2.3.3基于数学模型的开环速度估计原理第三章 基于DSP系统硬件3.1主电源电路的设计3.2控制电路的设计3.3 IGBT驱动及电源电路设计3.4系统软件的设计第四章 总结与展望4.1总结4.2后期工作展望 第一章 概论1.1课题的研究背景及其意义 电气传动技术是以电机为控制对象，以微电子装置为控制核心，以电力电子功率变换装置为执行机构，在自动控制理论的指导下组成电气传动控制系统，以达到控制电机转速或转矩的目的。电机可分为直流电机和交流电机，而交流电机又可分为异步电机和同步电机。这三种电机各有利弊:直流电机控制简单，调速性能

5、好，故其主要用于变速传动领域，但其缺点是结构复杂，成本高，电刷容易磨损，维护不方便，对环境的要求较高;异步电机结构简单，成本低廉，但由于其数学模型复杂，要实现对其控制相对困难，故长期以来其主要用于不变速传动领域;同步电机的优越性在于如果电源频率保持不变，则其转速就保持恒定，但过去一直存在着起动困难、重载时有发生振荡甚至失步的危险，故实际应用有限。 然而在近几十年里，这种格局己经发生变化，随着电力电子技术、微电子技术以及控制技术的不断发展，诸多新型异步电机控制技术不断被提出，交流电机调速取得了突破性的进展，电气传动交流化的时代随之到来。交流变频调速系统具有优异的调速和起、制动性能及高效节电的效果

6、，用变频调速技术的电机，其容量、速度和电压等级都可以很高;调速系统体积小、重量轻、惯性小，运行可靠性高，维护工作量少，适宜恶劣工作环境，成本低。由于变频调速技术特别是矢量控制技术的突出特点，因此从一般工业技术到航空、航天军事工业，乃至家电空调、精密伺服机器人控制等等，变频调速技术无所不及，正在逐步取代直流调速。 矢量控制技术作为一种高性能的变频调速技术，虽已在交流调速领域得到广泛应用，但其理论与应用仍不完善。要实现异步电机高性能的矢量控制，一般来说速度闭环是必不可少的，转速闭环需要实时的电机转速，速度传感器的安装增加了整个系统的成木和复杂性，影响检测精度，在恶劣条件下(如高温、潮湿等)，速度传

7、感器的安装又降低了系统的可靠性，除此之外，带速度传感器的矢量控制系统也不实用于转速高达每分钟几万转甚至数十万转的高速电机的高速运行。因此，研究无速度传感器矢量控制系统具有实际意义。无速度传感器的矢量控制技术是在常规带速度传感器的矢量控制基础上发展起来的，除电机转速信息的获取途径、方法不同之外，仍沿用磁场定向控制技术。因此，无速度传感器矢量控制技术的核心是如何准确的获取电机的转速信息。近年来，转速估计的方法不下10种，然而受转速估计精度和动态性能的影响，目前实用的无速度传感器调速系统只能实现一般的动态性能，其调速范围不过l:10左右。对无速度传感器的研究，国外早已起步并且实现了产品化，例如日立、

8、东芝、三菱、富士、ABB等公司都推出了自己的产品;而国内在产品化及产品性能上远远落后于国外，理论研究水平也较落后，目前国内的研究仅限于少数几所高等院校，同时仅相当于八十年代中后期国外的水平。我国工业目前对通用型变频器的年需求量相当大，性能优异的无速度传感器调速系统更受青睐。而如今80%90%的市场都被国外产品所占领，国内产品鲜有竞争力。因此，开发高性能的无速度传感器交流调速技术并尽快将之产品化，己成为振兴我国民族变频器工业面临的一个待解决的课题。1.2 矢量控制和无速度传感器控制技术的现状 自20世纪70年代，德国西门子公司的F.Blaschke提出了“磁场定向控制的理论”和美国的 P.c.C

9、ustman与A.A.Clark申请了专利“感应电机定子电压的坐标变换控制”，矢量控制技术发展到今天己形成了各种较成熟并已产品化的控制方案，且都已实现无传感器控制，即用转速估算环节取代传统的速度传感器(如测速发电机、编码盘等)。矢量控制的理论根据就是电机统一理论，在实现上将异步电动机的定子三相交流电流、通过坐标变换变换到同步旋转坐标系轴系下的两相直流电流。实质上就是通过数学变换把三相交流电动机的定子电流分解成两个分量:用来产生旋转磁动势的励磁分量和用来产生电磁转矩的转矩分量。然后像控制直流电机那样在同步旋转坐标系上设计和进行磁场与转矩的独立控制，再由变换方程把这些控制结果转换为随时间变化的瞬时

10、变量，达到控制电机转速和转矩的目的。矢量控制的理论根据就是电机统一理论，在实现上将异步电动机的定子三相交流电流、通过坐标变换变换到同步旋转坐标系轴系下的两相直流电流实质上就是通过数学变换把三相交流电动机的定子电流分解成两个分量:用来生旋转磁动势的励磁分量和用来产生电磁转矩的转矩分量。然后像控制直流电那样在同步旋转坐标系上设计和进行磁场与转矩的独立控制，再由变换方程把些控制结果转换为随时间变化的瞬时变量，达到控制电机转速和转矩的目的。无速度传感器矢量控制技术是在上述矢量控制方案的基础上，利用电机定子边较易测得的电量(电压或电流)推算出电机的转速和磁通，进而实现对转速的控制。它口前是众多国内外学者

11、研究的重点和热点，主要是由于高性能的矢量控制系统必须采用速度闭环控制，而传统的转速检测装置多采用光电码盘等速度传感器来进行转速检测。而速度传感器的应用往往存在以下问题:(1)增加了系统的成本:(2)使电动机轴向上体积增大，而且给电动机的维护带来一定困难，同时破坏了异步电机简单坚固的特点，降低了系统的机械鲁棒性;(3)若安装码盘，存在同心轴问题，安装不当将影响测速精度;(4)增加了系统的复杂性，降低了系统的可靠性;(5)有些场合不容许外装任何传感器。如此种种，影响了异步电机调速系统的简便性、廉价性及系统的可靠性。 无传感器矢量控制需同时推算转子磁通和转速，虽然增加了系统软件的复杂性和计算量，但随

12、着计算机技术的迅速发展，高运算能力的微处理器不断出现和普及，其应用前景广阔。无速度传感器的控制系统无需检测硬件，免去了速度感器带来的种种麻烦，提高了系统的可靠性，降低了系统的成本;另一方面，使得系统的体积小、重量轻，而且减少了电机与控制器的连线，使得采用无速度传感器的异步电机的调速系统在工程中的应用更加广泛。 第二章 异步电机无速度传感器转子定向控制理论2.1交流电动机的SVPWM技术 交流异步电动机因为结构简单、体积小、重量轻、价格便宜、维护方便的特点，在生产和生活中得到广泛的应用。2.1.1交流电动机变频调速的原理2.1.1.1变频异步电动机变频调速原理 交流异步电动机的转速可表示如下：

13、(1-1)式中，n为电动机转速(r/min)；为电动机磁极对数；为电源频率；为转差率。由式(1-1)可见，影响电动机转速的因素有：电动机的磁极对数，转差率和电源频率。其中，改变电源频率来实现交流异步电动机调速的方法效果最理想，这就是所谓变频调速。2.1.1.2变频与变压 根据电机学理论，交流异步电动机定子绕组的感应电动势是定子绕组切割旋转磁场磁力线的结果，其有效值可由下式计算： (1-2)式中，为与电动机结构有关的常数；为电源频率；为磁通。 而在电源一侧，电源电压的平衡方程式为： (1-3) 该式表示，加在电机绕组端的电源电压U，一部分产生感应电动势E，另一部分消耗在阻抗(线圈电阻r和漏感)上

14、。其中定子电流： (1-4) 分成两部分：少部分()用于建立主磁场磁通，大部分()用于产生电磁力带动机械负载。当交流异步电动机进行变频调速时，例如频率下降，则由公式(1-2)可知降低；在电源电压不变的情况下，根据公式(1-3),定子电流将增加；此时，如果外负载不变时，不变，将增加将使增加(见公式(1-4)，也就是使磁通量增加；根据公式(1-2)，的增加又使增加，达到一个新的平衡点。理论上这种新的平衡对机械特性影响不大。但实际上，由于电动机的磁通容量与电动机的铁芯大小有关，通常在设计时已达到最大容量。因此当磁通量增加时，将产生磁饱和，造成实际磁通量增加实际磁通量增加不上去，产生电流波形畸变，削强

15、电磁力矩，影响机械特性。为了解决机械特性下降的问题，一种解决方案是设法维持磁通量恒定不变。即设法使： (1-5)这就要求，当电动机调速改变电源频率时，也应该作相应的变化，来维持它们的比值不变。但实际上，的大小无法进行控制。由于在阻抗上产生的压降相对于加在绕组端的电源电压很小，如果略去，则公式(1-3)可简化成： (1-6)这说明可以用加在绕组端的电源电压来近似地代替。调节电压，使其跟随频率的变化，从而达到使磁通量恒定不变的目的。即： (1-7)因此，在变频的同时也需要变压，这就是VVVF(Variable Voltage Variable Frequency)。如果频率从调到，则电压也要调到。

16、用频率调节比表示频率的变化，用电压调节比表示电压的变化，则它们分别可表示为： (1-8) (1-9)式中，为电动机的额定频率；为电动机的额定电压。要使磁通量保持近似恒定，就要使： (1-10)变频后电动机的机械特性如图(1-1)所示。 (a)电动机向低于额定转速方向调速时的机械特性 (b)电动机向高于额定转速方向调速时的机械特性图1-1调速后的机械特性从图中可以看到，当电动机向低于额定转速方向调速时(见图1-1(a)，曲线近似平行的下降，这说明，减速后电动机仍然保持原来较硬的机械特性，表现出恒转矩特点。但是，临界转矩却随着电动机转速的下降而逐渐减小。这就造成了电动机带负载能力下降。临界转矩下降

17、的原因可以这样解释：为了使电动机定子的磁通量保持恒定，调速时就要求使感应电动势与电源频率的比值不变，即。为了使控制容易实现，采用了电源电压近似替代，这是忽略了定子阻抗压降作为代价，当然存在一定的误差。显然，被忽略掉的定子阻抗压降在电压所占比例大小决定了它的影响。当频率的数值相对较高时，定子阻抗压降在电压中所占的比例相对较小，所产生的误差比较小；当频率的数值降低时，电压也按同比例下降，而定子阻抗的压降并不按同比例下降，使得定子阻抗压降在电压所占的比例增大，已经不能满足。此时如果仍以代替将产生较大的误差。因为定子阻抗压降所占的比例增大，已经不能满足。此时如果仍以代替将带来较大的误差。因为定子阻抗压

18、降所占的比例增大，使得实际上产生的感应电动势减小，的比值减小，造成磁通量减小，因而导致电动机的临界转矩下降。当电动机向高于额定转速方向调速时(见图1-1(b)，曲线不仅临界转矩下降，而且曲线工作段的斜率开始增大，使机械特性变软，表现出恒功率特点。造成这种现象的原因是：当频率升高时，电源电压不能相应升高，这是因为电动机绕组的绝缘强度限制了电源电压不能超过电动机的额定电压。所以磁通量将随着频率(或转速)的升高而反比下降，即处于磁状态。磁通量的下降使电动机的转矩下降，造成电动机的机械特性变软。针对电动机向低于额定转速方向调速时机械特性的下降问题，一种简单的解决方法是采用转矩补偿法。转矩补偿法的原理是

19、：针对频率降低时，电源电压成比例的降低引起的下降过低，采用适当提高电压的方法来保持磁通量恒定，使电动机转矩回升，即所谓转矩提升。适当提高电压将使调压比，也就是说电压并不再随频率等比例地变化了，而是按图1-2的曲线关系变化。采用这种转矩补偿后的电动机机械特性如图1-3所示。在实际的通用变频器中，常给出若干条简化了的曲线供用户选择，如图1-4所示。当电动机向低于额定转速方向调速时，机械特性为恒转矩；当电动机向高于额定频率转速方向调速时，机械特性为恒功率。2.1.2电压空间矢量SVPWM技术目前最流行、效果最好的方法当属电压空间矢量PWM技术磁链轨迹法。这种方法是从电机的角度出发，其目标是使交流电动

20、机产生园形磁场。2.1.2.1电压空间矢量SVPWM技术基础原理 1.电压矢量与磁链矢量的关系当用三相平衡的正弦电压向交流电动机供电时，电动机的定子磁链空间矢量幅值恒定，并以恒速旋转，磁链矢量的运动轨迹形成圆形的空间旋转磁场(磁链园)。因此，如果有一种方法，使逆变电路能向交流电动机提供可变频电源，并能保证电动机形成定子磁链园，就可以实现电动机的变频调速。电压空间矢量是按照电压所加在绕组的空间位置来定义的。电动机的三相定子绕组可以定义一个三相平面静止坐标系，如图1-14所示。这是一个特殊的坐标系，它有3个轴，互相间隔120，分别代表3个相。三相定子相电压、分别施加在三相绕组上，形成3个相电压空间

21、矢量、。它们的方向始终在各个的轴线上，大小则随时间按正弦规律变化。因此，3个相电压空间矢量相加形成的一个合成电压空间矢量，是一个以电源角频率速度旋转的空间矢量。即： (1-33)同样也可以定义电流和磁链的空间矢量和。因此有： (1-34)当转速不是很低时，定子电阻R的压降相对较小，上式可以简化为：或 (1-35)因为 (1-36)所以： (1-37) 该式说明，当磁链幅值一定时，的大小与成正比，或者说供电电压与频率成正比，其方向是磁链园轨迹的切线方向。当磁链矢量在空间旋转一周时，电压矢量也连续地按磁链园的切线方向运动弧度，其运动轨迹与磁链园重合。这样，电动机旋转磁场的形状问题就可以转化为电压空

22、间矢量运动轨迹的形状问题来讨论。2.基本电压空间矢量 图 1-15是一个典型的电压型PWM逆变器。利用这种逆变器功率开关管的开关状态和顺序组合以及开关时间的调整，以保证电压空间矢量圆形运动轨迹为目标，就可以产生谐波较少的且直流电源电压利用率较高的输出。 图1-15中的是6个功率开关管，、分别代表3个桥臂的开关状态。规定当上桥臂开关管“开”状态时(此时下桥臂开关管必然是“关”状态)，开关状态为1；当下桥臂开关管“关”状态时(此时上桥臂开关管必然是“关”状态)，开关状态为0。3个桥臂只有1或0两种状态，因此、形成000,001,010,011,100,101,110,111共8种()开关模式。其中

23、000和111开关模式使逆变器输出电压为零，所以称这两种开关模式为零状态。 可以推导出，三相逆变器输出的线电压矢量与开关管状态矢量的关系为： (1-38)三相逆变器输出的相电压矢量与开关状态矢量的关系为： (1-39)式中，是直流电源电压，或称总线电压。 式(1-38)和式(1-39)的对应关系也可用表1-1来表示。 表1-1 开关状态与相电压和线电压的对应关系000000000100011000100011000101010111000000将表1-1中的8组相电压值代入式(1-33)，就可以求出这些相电压的矢量和相位角。这8个矢量和就称为基本电压空间矢量，根据其相位角的特点分别命名为、。其

24、中、称为零矢量。图1-16给出了8个基本电压空间矢量的大小和位置。其中非零矢量的幅值相同，相邻的矢量间隔60，而两个零矢量幅值为零，位于中心。 表1-1中的线电压和相电压值是图1-14所示的三相平面坐标系中。在DSP程序计算中，为了计算方便，需要将其转换到平面直角坐标系中。平面直角坐标系选择了轴与轴重合，轴超前轴90。如果选择在每个坐标系中电动机的总功率不变作为两个坐标系的转换原则，则变换矩阵为： (1-40)利用这个变换矩阵，就可以将三相平面坐标系中的相电压转换到平面坐标系中。其转换式为： (1-41) 根据式(1-41)，可将表1-1与开关状态、相对应的相电压转换成平面直角坐标系中的分量，

25、转换结果见表1-2和图1-16。矢量符号0000010001100100110001101111003.磁链轨迹的控制 当逆变器单独输出基本电压空间矢量时，电动机的定子磁链矢量的矢端从到沿平行于方向移动，如果1-17所示。当移动到点时，如果改基本电压空间矢量为输出,则定子磁链矢量的矢端也相应改为从到的移动。这样下去，当全部6个非零基本电压空间矢量分别依次单独输出后，定子磁链矢量矢端的运动轨迹是一个正六边形，如图1-17所示。 显然，按照这样的供电方式只能形成正六边形的旋转磁场，而不是所希望的圆形旋转磁场。 如果在定子里形成的旋转磁场不是正六边形，而是正多边形旋转磁场，就可以得到近似的圆形旋转磁

26、场。显然，正多边形的边越多，近似程度就越好。 但是非零的基本电压空间矢量只有6个，如果想要获得尽可能多的多边形旋转磁场，就必须有更多的逆变器开关状态。一种方法是利用6个非零的基本电压空间矢量的线性时间组合来得到更多的开关状态。下面介绍这种线性时间组合的方法。 在图1-18中，和代表相邻的两个基本电压空间矢量；是输出的参考相电压矢量，其幅值代表相电压的幅值，其旋转角速度就是输出正弦电压的角频率。可由和线性时间来组合来合成，它等于倍的与倍的的矢量和。其中和分别是和作用的时间；是作用的时间。按照这种方式，在下一个期间，仍然用和的线性时间组合，但作用的时间和与上一次的不同，它们必须保证所合成的新的电压

27、空间矢量与原来的电压空间矢量的幅值相等。如此下去，在每一个期间，都改变相邻基本矢量作用的时间，并保证所合成的电压空间矢量的幅值都相等，因此，当取足够小时，电压空间矢量的轨迹是一个近似圆形的正多边形。4. 、和的计算 如上面所述，线性时间组合的电压空间矢量是倍的与倍的的矢量和，即： (1-42)由图1-18，根据三角形的正弦定理有： (1-43) (1-44)由式(1-43)和(1-44)解得： (1-45)式中，可事先选定；可由曲线确定；可由输出正弦电压角频率和的乘积确定。因此，当已知两相邻的基本电压空间矢量和后，就可以根据式(1-45)确定和。 和还有另一种确定方法。当、和投影到平面直角坐标

28、系中时，式(1-42)可以写成： (1-45)当已知逆阵和在平面直角坐标系的投影后，就可以确定和。 在图1-17中，当逆变器单独输出零矢量和时，电动机的定子磁链矢量是不动的，根据这个特点，在期间插入零矢量作用的时间，使： (1-47)通过这样方法，可以调整角频率，从而达到变频的目的。 添加零矢量是遵循使功率开关管的开关次数最少的原则来选择或。 为了使磁链的运动速度平滑，零矢量一般都不是集中地加入，而是将零矢量平均分成几份，多点地插入到磁链轨迹中，但作用的时间和仍为，这样可以减少电动机转矩的脉动。5.扇区号的确定 将图1-17划分成6个区域，称为扇区。每个区域都有一个扇区号(如图中0、1、2、3

29、、4、5)。确定位于哪个扇区是非常重要的，因为只有知道位于哪个扇区，才能知道用哪一对相邻的基本电压空间矢量来合成。 确定所在的扇区号的方法有两种： 当以坐标系上的分量形式、给出时，先用下式计算、： (1-47)再计算下式值： (1-48)式中，是符号函数，如果；如果。然后，根据值查表4-3，即可确定扇区号。表4-3 值与扇区号对应关系123456扇区号150324当以幅值和相角的形式给出时，可直接根据相角来确定它所在的扇区。 当由6个基本电压空间矢量合成的以近似圆形轨迹旋转时，其圆形轨迹是6个基本电压空间矢量幅值的限制。最大的园形轨迹是6个基本矢量幅值所组成的正6边形的内接园，如图1-19所示

30、。 因此，的最大幅值(也是最大轨迹园半径)是。2.2交流异步电动机的矢量控制交流异步电动机变频变压调速系统，由于它们采用U/f恒定、转速开环的控制，基本上解决了异步电动机平滑调速的问题。但是，对于那些对动静态性能要求较高的应用系统来说，上述系统还不能满足使用要求。与直流电动机的优良的动静态调速性能相比，使我们想到能否让交流电动机调速像直流电动机那样控制。矢量控制理论是由德国的F.Blaschke在1971年提出的。矢量控制法成功的应用后，使交流异步电动机变频调速后的机械特性以及动态性能都达到了与直流电动机调压时的调速性能不相上下的程度。从而使交流异步电动机变频调速在电动机的调速领域里占有越来越

31、重要的地位。2.2.1交流异步电动机的矢量控制基本原理任何电动机的电磁转矩都是由主磁场和电枢磁场相互作用而产生的。因此，为弄清楚交流异步电动机的调速性能为什么不如直流电动机的原因，我们将交流异步电动机和直流电动机的磁场情况进行比较：直流电动机的励磁电路和电枢电路是相互独立的；而交流异步电动机的励磁电流和负载电流都在定子电路，无法将他们分开。直流电动机的主磁场和电枢磁场在空间是互差90电度角；交流异步电动机的主磁场和转子电流磁场间的夹角与功率因数有关。直流电动机是通过独立地调节两个磁场中的一个来进行调速；交流异步电动机则不能。在交流异步电动机中，如果也够对负载电流和励磁电流分别进行独立控制，并使

32、它们的磁场在空间位置上也能相差90电度角，那么，其调速性能就可以和直流电机相媲美了。这一想法最终通过矢量控制方式得以实现。 1产生旋转磁场的方式律，对下面3种旋转磁场进行分析。众所周知，任意多相绕组通以多相平衡的电流，都能产生旋转磁场。为了找出三相交流异步电动机上模拟直流电动机控制转矩的规三相旋转磁场如图2-1所示是三相固定绕组A、B、C。这三相绕组的特点是：三相绕组在空间上相差120，三相平衡的交流绕组电流、在相位上相差120。 对三相绕组通入三相交流电后，其合成磁场如图2-2所示。由图可见，随着时间的变化，合成的轴线也在旋转，电流交变一个周期，磁场也旋转一周。在合成磁场旋转的过程中，合成磁

33、感应强度不变，所以称为园磁场。图2-1三相绕组与三相交流电流两相旋转磁场如图2-3所示是两相固定绕组、。这两相绕组在空间上相差90，两相平衡的交流电流、在相位上相差90。 图2-3两相绕组与两相交流电流对两相绕组通入两相电流后，其合成磁场如图2-4所示。由图可见，两相合成磁场也具有和三相旋转磁场完全相同的特点。 图2-4两相合成磁场旋转体的旋转磁场在如图2-59(a)所示的旋转体上，放置一个绕组M，M内通入直流电流，这样它将产生一个恒定磁场，这个恒定磁场是不旋转的。但当旋转体旋转时，恒定磁场也随之旋转，在空间形成一个旋转磁场。由于是借助机械运动而得动的，所以也称为机械旋转磁场。如果在旋转体上放

34、置两个相互垂直绕组M、T，则当给这两个绕组分别通入直流电流时，它们的合成磁场仍然是恒定磁场，如图2-5(b)所示。 图2-5 机械旋转磁场同样,当旋转体旋转时，该合成磁场也随之旋转，这称之为机械旋转直流合成磁场。而且如果调节两路直流电流、中的任何一路时，直流合成磁场的磁感应强度也得到了调整。如果用上述3种方法产生的旋转磁场完成相同(磁极对数相同，磁感应强度相同，转速相同)，则认为这时的三相磁场、两相磁场、旋转直流磁场系统是等效的。因此，这3种旋转磁场之可以相互进行等效转换。通常，吧三相交流系统向两相交流系统的转换称为Clarke变换，或称3/2变换；两相系统向三相系统的转换称为Clarke逆变

35、换，或2/3变换；把两相交流系统向旋转的直流系统的转换称为Park变换，或称交直变换；旋转的直流系统向两相交流系统的转换称为Park逆变换，或称直/交变换。1.矢量控制的基本思想如上所述，一个三相交流的磁场系统和一个旋转体上的直流磁场系统，通过两相交流系统作为过渡，可以相互进行等效变换。因此，如果将用于控制交流调速的给定信号变换换成类似于直流电动机磁场系统的控制信号，也就是说，假想由两个互相垂直的直流绕组同处于一个旋转体上，两个绕组中分别独立地通入由给定信号分解而得得励磁电流信号和等效的三相交流控制信号、，用它们去控制逆变电路。同样，对于电动机在运行过程中系统的三相交流数据，又可以等效变换成两

36、个相互垂直的直流信号，反馈到控制端，用来修正基本控制信号、。在进行控制时，可以和直流电动机一样，使其中一个磁场电流(例如)不变，而控制另一个磁场电流(例如)信号，从而获得和直流电动机类似的控制效果。矢量控制的基本原理也可以用图5-6所示的抠图来加以说明。给定信号分解成两个相互垂直而且独立控制的直流信号、，然后通过直/交变换将、变换成两相交流信号、，又经2/3变换，得到三相交流的控制信号、，去控制逆变电路。 图2-6 矢量控制原理框图电流反馈信号经3/2变换和交/直变换，传送到控制端，对直流控制信号的转矩分量进行修正，从而模拟出类似于直流电动机的工作状况。2.2.2矢量控制的坐标变换感应电动机内

37、的磁场由定子、转子三相绕组的磁势(或磁动势)产生的,根据电动机旋转磁场理论可知，向对称的三相绕组通以三相正弦电流时，就会产生合成磁势，它是一个在空间以速度旋转的空间矢量。如果用磁势或电流空间矢量来描述前面所述的三相磁场、两相磁场和旋转直流磁场，并对它们进行坐标变换，就称为矢量坐标变换。矢量坐标变换必须要遵循以下原则：应遵循变换前后电流所产生的旋转磁场等效；应遵循变换前后两个系统的电动机功率不变；将原来坐标下的电压u和电流i变换为新坐标下的电压u和电流i,希望它们有相同的变换矩阵C，因此有:为了能实现逆变换，变换矩阵C必须存在逆阵，因此变换矩阵C必须是方阵，而且其行列式的值必须不等于零。因为u

38、= Z i,Z是阻抗矩阵，所以；式中，Z是变换后的阻抗矩阵，它为:为了满足功率不变的原则，在一个坐标下的电功率 = + + +应该等于另一个坐标下的电功率 = + + ，即:而：为了使式(2-5)与式(2-6)相同，必须有: 或 因此变换矩阵C应该是正交矩阵。 下面求变换矩阵C。2.2.2.1 Clarke变换Clarke变换是将三相平面坐标系ABC向两相平面直角坐标系的转换。1. 定子绕组的Clarke变换图2-7是定子三相电动机绕组A、B、C的磁势矢量和两相电动机绕组、的磁势矢量的空间位置关系。其中选定A轴与轴重合。根据矢量坐标变换原则，两者的磁场应该完全等效，即合成磁势矢量分别在两个坐标

39、系坐标轴上投影应该相等。因此有: (2-8)也即： (2-9)式中，、分别表示两相电动机和三相电动机定子每相绕组的有效匝数。式(2-9)用矩阵表示: (2-15)转换矩阵不是方阵，不能求逆阵，因此，需要引进一个独立于和的新变量，称它为零轴电流。零轴是同时垂直于和轴的轴,因此形成、0轴坐标系。定义:或: (2-11) 式中，K为待定系数。故式(2-10)改写成: (2-12)式中: (2-13)因此: (2-14)其转置矩阵为: (2-15)为了满足功率不变变换原则，有。因此，令式(2-13)与式(2-15)相等,可求得: (2-16)将式(2-16)代入式(2-14)得: (2-17)因此，C

40、larke变换(或3/2变换)式为:(2-18)Clarke逆变换(或2/3变换)式为: (2-19)对于三相不带零线的星形接法，有，因此，分别代入式(2-18),式(2-19)得： (2-20) (2-21)2. 转子绕组的Clarke变换图2-8是对称的三相转子绕组坐标系abc和两相转子绕组dq的位置关系。其中d轴(直轴)位于转子的轴线上，q轴(也称交轴)超前d轴90。这里取轴与d轴重合。不管是绕组式转子还是鼠笼式转子，这些绕组都被看成是经频率和绕组归算后到定子侧的，即将转子绕组的频率、相数、每相有效匝数以及绕组系数都归算成和定子绕组一样。 当对转子绕组也遵循旋转磁场等效和电动机功率不变的

41、原则时，可以证明，与定子绕组一样，转子三相的Clarke变换矩阵与(2-17)相同。但是与定子绕组坐标系不同的是，不管是a、b、c转子绕组还是d、q转子绕组，都在以的速度随转子转动，也就是说，这些绕组相对于转子是不动的。2.2.2.2Park变换Park变换是将两相静止直角坐标系向两相旋转直角坐标系的转换。1. 定子绕组的Park变换 图2-9是定子电流矢量在坐标系与MT旋转坐标系的投影。图中，MT坐标系以定子电流角频率速度在旋转。与M轴的夹角为，M轴与轴的夹角为，因为MT坐标系是旋转的，因此随时间在变化，是初始角。 根据图2-9，可以得到、与、的关系为: (2-22)其矩阵关系式为: (2-23)式中，是两相旋转坐标系MT到两相静止坐标系的变换矩阵。很明显，这是一个正交矩阵，有，因此，从两相静止坐标系到两相旋转坐标系MT的变换为: (2-24)式(2-24)、式(2-23)分别是定子绕组的Park变换和逆变换。 假定定子三相电流为: (2-25)式中，I是定子电流有效值；是定子A相电流初始相位角。 根据式(2-18)进行变换得: