反激变压器设计实例（二).docx

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1、反激变压器设计实例（二）目录反激变压器设计实例（二）1导论1一自跟踪电压抑制22. 反激变换器“缓冲”电路33. 选择反击变换器功率元件43.1 输入整流器和电容器43.2 原边开关晶体管43.3 副边整流二极管53.4 输出电容54. 电路搭接和输出结果5总结6导论 前面第一节已经将反激变换器的变压器具体参数计算出来，这里整个反激电路最核心的部件已经确定，我们可以利用saber建立电路拓扑，由saber得出最初的输出参数结果。首先进行开环控制，输出电容随便输出一个值（由于C1作为输出储能单元，其容值估算应考虑到输出的伏秒，也有人用12uF/W进行大概估算），这里选取1000uF作为输出电容。

2、初始设计中的输出要求12V/3A，故负载选择4欧姆电阻，对于5V/10A的输出，通过调节负载和占空比可以达到。由实际测量可得，1mm线径的平均电感和电阻值分别为6uH/匝和2.6m/匝，寄生电感通常为5%，由于副边匝数较少，可不考虑寄生电感，所以原边寄生电感为27uH，电阻为11.57m，最终结果如图1所示。图1.反激电路主拓扑图2.开关管电压、输出电压、输出电流首先由输出情况可以看出，变压器的设计还是满足要求的。查看图2中开关管电压曲线可以看出，其开关应力过高，不做处理会导致开关管导通瞬间由于高压而击穿。 在反激变换器中，有两个主要原因会引起高开关应力。这两个原因都与晶体管自带感性负载关断特

3、性有关。最明显的影响是由于变压器漏感的存在，集电极电压在关断边沿会产生过电压。其次，不是很明显的影响是如果没有采用负载线整形技术，开关关断期间会出现很高的二次测击穿应力。一自跟踪电压抑制 当警惕管所在电路中带感性或变压器负载，在晶体管关断时，由于有能量存储在电感或变压器漏感的磁场中，在其集电极将会产生高压。在反激变换器中，储存在变压器中的大部分能量在反激期间将会传递到副边。可是由于漏感的存在，在反激期间开始时，除非采用一定形式的电压抑制，集电极电压会有增加的趋势。 在图3中，变压器漏感、输出电容电感和副边电路的回路电感集中为LTL，并折算到变压器原边与原边主电感Lp相串联。考虑在关断后紧接着导

4、通这个动作，在此期间T1原边绕组中已建立电流。当晶体管Q关断时，由于反激作用所有的变压器电压会反向。不考虑输出整流二极管压降，副边电压Vs不会超过输出电压Vc。由于漏感LTL，Q的集电极部分地脱离该钳位作用，而储存在LTL中的能量将使集电极电压更加正。如果没提供钳位电路D2、C2，由于储存在LTL中的能量会重新进入Q集电极的漏电容中，则反激电压将高到具有破坏性的程度。 可是在图3中，稳态条件下要求的钳位作用由元件D2、C2和R2提供。C2的电压充到比反馈回来的副边反激电压稍高一些。当Q关断，集电极电压反激到该值，此时二极管D2导通并保持电压为常数（C2与得到的能量相比较大）。在钳位作用完毕时，

5、C2上的电压比开始值稍高。在周期的维持阶段，由于向R2放电，C2上的电压回到他原来的值。因此多余的反激能量消耗在R2上。如果所有的条件保持恒定，减小R2的值或漏感LTL，钳位电压就会减小。图3.用于反激变换器原边降低应力的自跟踪集电极电压箝位图4.集电极电压波形，表示电压箝位作用 由于反激超调具有有用的功能，因此不希望使钳位电压太低。在反激作用期间，它提供附加的电压以驱动电流进入副边漏感。这使变压器副边反激电流更加快速增加，改善了变压器效率并减小了R2上的损耗。这对低电压、大电流的输出尤为重要，因为此时漏感相对较大。所以选择较低的R2值，导致钳位电压太低是错误的。最大允许的原边电压超调量由晶体

6、管VCEX额定值控制，应不低于反馈的副边电压的30%。如需要，应使用较少的副边匝数。 如果储存在LTL中的能量较大，要避免R2上有过多的损耗，则要用能量恢复绕组和二极管来替代该电网络，就像在正激变换器中使用的一样。这可将多余的反激能量送回电源。 很明显，为了高效率并使Q上的应力最小，漏感LTL应尽可能小。这可由变压器原副边良好的绝缘来得到。同时也需要选择具有最小电感的输出电容，并且最重要的是副边电路的回路电感应最小。后者可通过使导线与变压器尽可能近耦合，且合理绕制而得到。音质电路板的走线应成对平行紧密耦合，距离要小。主意这些细节会提供高效率、好的调节性以与在反激电源中有好的交叉调节性。2. 反

7、激变换器“缓冲”电路副边的击穿应力问题常由“缓冲电路”来解决。图5表示一典型电路。缓冲网络的设计在后续的文章中会详细进行介绍。在离线反激变换器中为了减少副边击穿应力，需要在开关晶体管两端跨接缓冲网络。同时常常需要缓冲整流二极管来减少击穿应力以与RF辐射问题。在图5中，典型反激变换器的缓冲元件Ds、Rs、和Cs跨接在Q两端，其作用是在Q关断时为原边感应驱动电流提供旁路和减少Q集电极的电压变化率。 工作原理如下：当Q开始关断时，其集电极上的电压将会升高，原边电流将经过二极管Ds转移到电容Cs。晶体管Q关断非常快，其集电极上的dv/dt将由关断时集电极原有的电流和Cs的值来决定。集电极的电压会突然升

8、高，直到限定值（2Vcc）。很短时间后，由于漏感，输出副边绕组上的电压将达到Vsec（等于输出电压加二极管压降），反击电流将由原边交换到副边，经D1建立的电流速率由副边漏感决定。 实际上，Q不会立即关断，如果要避免副边击穿电压，缓冲元件用这样选择，使得Q集电极上的电压在电流降到零之前不超过Vceo，如图6所示。图5.用于离线反激变换器集电极的耗能缓冲电路图6.集电极电压和电流波形3. 选择反击变换器功率元件 通常情况，在相同功率下，反激变换器要求的元件等级高于相同功率的正激变换器。特别地，对输出二极管、输出电容、变压器与开关晶体管的纹波电流要求较大。可是其电路简化，不需要输出电感，而且每个输出

9、电源仅有一个整流二极管，这些可以抵消较大元件带来的成本增加。所以总的来讲，很多小型、小功率电源通常采用反激设计。3.1 输入整流器和电容器 在反激变换器中没有对输入整流器和储能电容器的特殊要求。因此与用于其他形式变换器中的一样，按满足其额定功率和维持工作的需求来选择。3.2 原边开关晶体管 反激电源中的开关晶体管承受相当高的应力。额定电流取决于最大负载、效率、输入电压、工作模式和变换器设计。首先计算在最小输入电压和最大负载下的集电极峰值电流。该例中，集电极峰值电流围是平均电流的36倍，这取决于工作模式。 集电极最大电压也非常高。它取决于最大输入电压（空载）、反激系数、变压器设计、感应的超调量和

10、缓冲方式。 例如，当馈电于额定电压为110V的交流电源时，最大的输入电压值为137Vrms。对此输入，最大的空载直流整流电压Vcc（使用倍压输入电路）是Vcc=22Vin在此，Vin=最大交流输入电压，单位是rms。该例中，Vcc=1371.422=389V 典型的反激电压至少是Vcc的两倍，该例中为778V。因此允许25%的感应超调裕量，则集电极峰值电压为972V，应选择Vcex额定值为1000V的晶体管。 除了满足这些重要条件，反激晶体管必须提供良好的开关特性、低饱和电压在峰值工作电流时具有有效的增益裕量。由于晶体管的选择也要满足增益，因此它确定了对驱动电路的要求，所以适宜的功率晶体管的选

11、择可能是决定反激变换器的效率和长期可靠性的最重要参数。3.3 副边整流二极管 反激变换器中的输出整流二极管要经受大的峰值和rms电流应力。实际值取决于负载、导通角、漏感、工作模式和输出电容ESR。典型的rms电流是IDC，而峰值电流可能高达6IDC。由于准确条件往往是不可知的，且二极管电流的计算困难，建议使用经验方法。 对于原来的标准电路板，应世道地选择二极管的平均和峰值额定值。快速二极管的反向恢复时间不要超过75ns。整流二极管的最终优化选择应在对样机副边整流器电流测量后进行。由于对漏感、输出回路电感、PCB走线、导线电阻以与输出电容的ESR和ESL等的各种影响难以估计，计算出来的二极管rm

12、s和峰值电流通常不十分准确。这些参数对整流器的rms和峰值电流要求具有非常大的影响，特别是在低输出电压、高频和大电流的情况下。3.4 输出电容 在反激变换器中输出电容也是高应力的。通常输出电容的选择有三个主要参数：绝对电容值、电容ESR和ESL以与电容纹波电流额定值。ESR和ESL只有通过选择低ESR和低SEL属性的电容器件，并且在安装中要保持最短焊接路径。 当ESR和ESL较低时，在开关频率下电容值可以控制峰峰纹波电压。由于纹波电压通常比平均输出电压小，可假设在关断期间输出电容两端的电压有线性衰减。在这期间，电容必须递送所有的输出电流，电容两端的电压大约衰减1V/us/A（对1uF的电容）。

13、因此，如果已知最大关断、负载电流和要求的纹波电压峰峰值，那么最小输出电容可通过下式计算：C=toffIDCVp-p在此，C=输出电容，单位是uF；toff=关断时间，单位是us；IDC=负载电流，单位是A；Vp-p=纹波电压峰峰值 该例中，对于一个12V、3A输出电源和100mV的纹波C=1610-630.1=480uF4. 电路搭接和输出结果 将计算结果带入saber电路图中，选择TR分析，启动求解器，得到结果如图7所示，可以看到，即使Q的两端加了RC吸收电路，将很大一部分突变电流分流后其启动电流还是很高，改善方式可以通过降低漏感，加强吸收效果来进一步降低。图7.saber软件中的电路拓扑和

14、结果图示 从图8中可以看出，输出电压13.71V，电流3.4A，跟前面计算结果吻合。图8.仿真结果图 图9为输出电压放大后的截图，可以看到电压纹波在119mV，与初始设计值相吻合。总结：本文主要部分完全参考开关电源手册（第三版）中的反激电源计算实例，仿真验证部分采用saber仿真软件。由于反激开关电源存在非常大的EMI噪声，传统的加磁环、滤波器甚至屏蔽结构的做法无法达到需要的目的，高的电源噪声将会产生一系列的EMC问题，甚至电源的正常工作都将无法保证。尤其是磁材料的饱和特性如果不加考虑，电源都无常工作。充分理解噪声源的产生原因，有助于处理电源中的EMI噪声，并且保证不影响开关电源效率。满足高效率、低温升、低EMI特性的严格要求。为了简单处理，这里使用的是开环，实际电路大多使用闭环，通过闭环补偿实现不同负载下的输出功率要求。反激只是开关电源的一种拓扑，类似的还有正激、buck、boost、buck-boost等，其噪声特性各不相同，处理的方式也有差异。Saber作为一款电源仿真工具，其强大的库文件和算法使其很受欢迎。与其类似的工具有cadence的spice、ANSYS的simplorer，感兴趣的可以百度查阅这些工具的相关介绍。图9.输出电压纹波BY-EMC小汤8 / 8